Студопедия

КАТЕГОРИИ:


Архитектура-(3434)Астрономия-(809)Биология-(7483)Биотехнологии-(1457)Военное дело-(14632)Высокие технологии-(1363)География-(913)Геология-(1438)Государство-(451)Демография-(1065)Дом-(47672)Журналистика и СМИ-(912)Изобретательство-(14524)Иностранные языки-(4268)Информатика-(17799)Искусство-(1338)История-(13644)Компьютеры-(11121)Косметика-(55)Кулинария-(373)Культура-(8427)Лингвистика-(374)Литература-(1642)Маркетинг-(23702)Математика-(16968)Машиностроение-(1700)Медицина-(12668)Менеджмент-(24684)Механика-(15423)Науковедение-(506)Образование-(11852)Охрана труда-(3308)Педагогика-(5571)Полиграфия-(1312)Политика-(7869)Право-(5454)Приборостроение-(1369)Программирование-(2801)Производство-(97182)Промышленность-(8706)Психология-(18388)Религия-(3217)Связь-(10668)Сельское хозяйство-(299)Социология-(6455)Спорт-(42831)Строительство-(4793)Торговля-(5050)Транспорт-(2929)Туризм-(1568)Физика-(3942)Философия-(17015)Финансы-(26596)Химия-(22929)Экология-(12095)Экономика-(9961)Электроника-(8441)Электротехника-(4623)Энергетика-(12629)Юриспруденция-(1492)Ядерная техника-(1748)

Лекция 10




Однотактный режим перемагничивания

Очень часто в узлах промышленной электроники используются полупроводниковый ключ с трансформатором. Такие схемы предназначены для формирования на нагрузке импульсов, длительность которых равна длительности открытого состояния ключа, а амплитуда связана с амплитудой источника питания через коэффициент трансформации. Эти схемы позволяют исключить электрическую связь первичной и вторичной цепей, усилить импульсы управления по мощности, с помощью нескольких нагрузочных обмоток получить несколько импульсов разной полярности и т.д.

Рассмотрим упрощенный пример такой схемы (рис. 3.11.).

Рис. 3.11.

Здесь ключ К периодически замыкается и размыкается. Обозначим через tи – время замкнутого состояния ключа. Будем для упрощения считать:

1. Ключ идеальный. Это означает, что когда он замкнут, то падение напряжения на нем равно 0, а когда разомкнут, то ток, протекающий через него равен 0.

2. Источник напряжения Е – идеальный, т.е. его внутреннее сопротивление равно 0.

3. Трансформатор не заходит в режим насыщения и характеристика намагничивания линейна, т.е. В=mm0Н, т.е. m – величина постоянная.

4. Пренебрегаем паразитными параметрами трансформатора.

Рис. 3.12.

Все процессы в схеме делятся на 2 интервала: один соответствует замкнутому состоянию ключа, а другой – разомкнутому.

Зарисуем временные диаграммы работы данного устройства (см. рис. 3.12).

Изобразим эквивалентную схему замещения такого устройства для замкнутого состояния ключа (рис. 3.13).

Рис. 3.13.

Система уравнений, которая описывает процессы в этой схеме имеет вид:

Û.

Считаем, что начальное значение тока , тогда можно записать, что:

,

.

При включении ключа сначала происходит скачок тока, а затем его линейное нарастание. Очевидно, что при замыкании ключа напряжение на индуктивности , а следовательно и напряжение на нагрузке, увеличивается скачком. Напряжение же на замкнутом ключе в течение всего интервала tи равно 0.

По закону электромагнитной индукции магнитный поток и магнитная индукция в сердечнике изменяются пропорционально вольт-секундной площади приложенного напряжения, т.е.:

,

.

Индукция нарастает по линейному закону.

Пусть в момент времени t=tи ключ размыкается. Это эквивалентно мгновенному отключению источника питания. Оно приведет к появлению на обмотках трансформатора ЭДС самоиндукции противоположной полярности амплитудой .

Схема замещения будет иметь вид, представленный на рис. 3.14.

Рис. 3.14.

Так как источник напряжения отключается, то в дальнейшем будет происходить пассивное медленное рассеивание энергии, накопленной в индуктивности (сердечнике).

Дифференциальное уравнение, которое описывает процессы в этой схеме имеет вид:

В операторной форме:

,

.

Переходя к оригиналу:

,

где .

Следовательно, ток , а значит изменяются во времени по экспоненциальному закону с постоянной времени .

Напряжение, прикладываемое к ключу в его разомкнутом состоянии складывается из напряжения источника питания и напряжения на обмотке W1. Таким образом, в момент выключения ключа к нему прикладывается напряжение . Это надо учитывать при выборе ключа.

Закон изменения индукции на этом интервале можно определить следующим образом:

.

Индукция уменьшается во времени по экспоненциальному закону.

Если считать, что процесс восстановления в схеме заканчивается когда i и U уменьшаются до 5% от своего первоначального значения, то время восстановления равно трем постоянным времени . Ключ можно снова замкнуть, когда полностью выведена энергия из трансформатора. Т.е. период работы ключа надо брать .

Намагничивание сердечника последовательностью импульсов

Выясним как меняется положение рабочей точки в сердечнике ИТ.

Будем считать, что скважность однополярных импульсов достаточна для того, чтобы ток намагничивания успел спадать до нуля к приходу следующего импульса.

При неизменных амплитуде и длительности подводимых к обмотке ИТ импульсных напряжений намагничивание магнитопровода происходит при постоянстве приращения индукции =const (рис. 3.15).

рис. 3.15

Пусть в исходном состоянии сердечник был размагничен (В =0, Н =0 и =0). При воздействии первого импульса точка, изображающая магнитное состояние сердечника перемещается по основной кривой намагничивания от точки 0 до точки 1, где индукция становится равной требуемому приращению . После окончания действия импульса при исчезновении намагничивающего тока рабочая точка из-за наличия гистерезиса (двигаясь по направлению стрелки) попадает в точку 2 с остаточной индукцией . При воздействии следующего импульса рабочая точка будет перемещаться из точки 2 в точку 3, где вновь достигается требуемое приращение индукции DВ. По окончании этого импульса рабочая точка переместится в точку 4 с остаточной индукцией . Подобный переходной процесс продолжается до тех пор, пока точка не достигнет точки, соответствующей остаточной индукции предельного цикла. Теперь процесс перемагничивания сердечника будет идти по петле частного несимметричного цикла.

Очевидно, что положение стационарной частной петли для данного материала зависит от величины .

При технических расчетах исходят из среднего значения магнитной проницаемости mD, определяемого из соответствующего частного несимметричного цикла.

Иногда ее называют статической магнитной проницаемостью частного несимметричного цикла.

Из рассмотренного следует, что из-за явления остаточной индукции предельные допустимые приращения индукции и значения импульсной магнитной проницаемости, которые могут быть использованы в ИТ с однополярным намагничиванием, значительно ниже тех приращений В и значений m, которые приняты для трансформаторов с симметричным намагничиванием.

На практике обычно задаются амплитуда источника напряжения Е и длительность импульса управления ключом tи. Поэтому необходимо выбирать параметры трансформатора таким образом, чтобы он не входил в насыщение. Ограничение на вольт-секундную площадь можно записать:

.

Это неравенство накладывает ограничение на количество витков обмотки трансформатора снизу при задании площади сечения сердечника.

Физические процессы, схемы замещения

Вначале рассмотрим переходную характеристику трансформатора, которая представляет собой реакцию трансформатора на идеальный скачок напряжения единичной амплитуды, действующий на его входе.

В реальном трансформаторе из-за наличия реактивных и активных его элементов на выходе уже получим напряжение с ненулевым фронтом.

Рис. 3.28.

Упростим полную эквивалентную схему трансформатора, которая очень сложна для анализа, таким образом, чтобы она правильно отражала процессы, происходящие во время передачи фронта импульса.

Для этого делаем следующее:

1. Считаем, что за время передачи фронта импульса намагничивающий ток не успевает заметно увеличиться и поэтому индуктивностью Lm можно пренебречь.

2. Будем считать, что трансформатор повышающий, т.е. n>>1, тогда , а . Пренебрегаем C1.

С1-2 в значительной степени определяется конструкцией обмоток трансформатора и может быть получена близкой к 0. Тогда эквивалентная схема трансформатора на этапе передачи фронта импульса имеет вид, представленный на рис. 3.29.

Рис. 3. 29.

,

.

К началу действия входного напряжения Е×1(t) трансформатор обычно не содержит запасов энергии, что определяет нулевые начальные условия i(0)=0, U2(0)=0.

При этих условия переходные процессы в эквивалентной схеме описываются операторными уравнениями:

.

Подставляя второе уравнение в первое, получаем изображение приведенного к первичной цепи напряжения на нагрузке.

.

Непосредственно из эквивалентной схемы видно, что установившееся на выходе значение выходного напряжения при t=¥:

,

где , т.е. Uуст заведомо меньше Е.

При анализе переходного процесса полезно осуществлять нормировку выходного напряжения относительно установившегося значения. Не приводя преобразований, сразу запишем результат решения системы уравнений (z — дзета) во временной области:

,

где ;

— безразмерный коэффициент затухания;

— волновое сопротивление колебательного контура;

— безразмерное нормированное время;

q — паразитная постоянная времени;

— безразмерная частота колебаний.

Процесс изменения выходного напряжения в зависимости от коэффициента затухания может быть колебательным, критическим или апериодическим. z зависит от параметров трансформатора, нагрузки и источника питания.

Построим в безразмерных единицах формы полученных напряжений на нагрузке при скачке напряжения на входе для разных z (рис. 3.30).

Рис. 3.30.

Это обобщенные кривые, пригодные для расчета любого трансформатора. При z<1 процесс будет носить колебательный характер с частотой n. Причем, чем меньше z, тем больший выброс имеет выходное напряжение и медленнее затухает этот процесс.

 

 

ЛЕКЦИЯ 11

Трансформаторные датчики

Эти устройства представляют собой элементы, напряжение на вторичной обмотке которых пропорционально току, протекающему по первичной обмотке. Конструктивно эти трансформаторы обычно представляют собой тороидальный ферритовый сердечник с обмоткой W – вторичной, которая нагружена на активное сопротивление R (рис. 3.37). Первичная обмотка имеет 1 виток, по которому протекает измеряемый ток. Иногда в качестве первичной обмотки используется провод просто продетый сквозь сердечник.

Рис. 3.37.

Так как число витков первичной обмотки равно 1, то коэффициент трансформации трансформатора будет равен:

.

Рассмотрим электромагнитные процессы, происходящие в таком ИТ. Характерной особенностью его работы является перемагничивание сердечника под действием источника тока, т.к. ток i1 задается внешней цепью.

Вначале проанализируем передачу вершины импульса тока через ИТ. Эквивалентная схема замещения ИТ на этом этапе имеет вид (рис. 3.38.), но с источником тока на входе.

Рис. 3.38.

,

.

Как видно из схемы, ток, передаваемый в нагрузку, отличается от измеряемого тока на величину тока намагничивания. Следовательно, напряжение на нагрузке не будет повторять форму измеряемого тока, т.е. трансформатор будет вносить некоторую погрешность. Определим эту погрешность.

Рассмотрим общий и частный случай.

Пусть имеется импульс первичного тока заданной длительности tи и амплитуды I. Этот импульс эквивалентен двум скачкам тока противоположных направлений, сдвинутых на время tи (рис. 3.39).

Рис. 3.39.

Для мгновенных значений токов и напряжений можно составить следующую систему уравнений.

.

В операторном виде эту систему можно переписать, учитывая, что im(0)¹0.

.

Тогда, решая систему уравнений относительно , получим:

, где (согласно теореме запаздывания).

.

Переходя к оригиналу, получим:

.

Таким образом, выходное напряжение представляет собой разность двух экспонент (рис. 3.40), причем вторая экспонента начинает действовать в момент t=tи и поэтому оказывает влияние на результат только при t>tи.

Рис. 3.40.

Итак, полученная форма напряжения на нагрузке ИТ отличается от формы измеряемого тока, что связано с наличием тока намагничивания.

Следует отметить, что все приведенные выше рассуждения справедливы, если Lm= const, что справедливо, если сердечник не заходит в насыщение.

Не проводя подобных вычислений, можно считать, что индукция в магнитном сердечнике ИТ также меняется по экспоненте:

,

т.к. , а интеграл от экспоненты, также экспонента. Надо учитывать, что перемагничивание идет по частной петле гистерезиса.

Если измеряемый ток представляет собой периодическую последовательность импульсов равных амплитуд, симметричных относительно оси времени, и равных длительностей, то сердечник будет перемагничиваться по симметричной петле гистерезиса. Индукция будет меняться по экспоненциальному закону.

.

Временные диаграммы для этого случая будут иметь вид (рис. 3.41).

Измерительный трансформатор как измерительный элемент характеризуется коэффициентом передачи или коэффициентом преобразования тока в напряжение. Иногда этот параметр называют сопротивлением трансформатора – .

Для идеального измерительного трансформатора, когда индуктивностью намагничивания можно пренебречь:

.

Рис. 3.41.

В реальном трансформаторе сопротивление RТр оказывается непостоянной величиной. Можно получить для реального трансформатора:

.

Таким образом, RТр зависит от im(0) и текущего времени.

Проанализируем погрешность ИТ в точке t=tи (задний фронт токового импульса еще не начался) и будем считать, что im(0)=0:

.

Разложим экспоненту в ряд Тейлора в окрестности точки и отбросим все члены кроме первых двух:

.

Тогда:

,

где .

Таким образом, самая большая погрешность получатся в момент времени t=tи и зависит от многих факторов.

Все сказанное справедливо и для симметричной формы импульсов тока, но вместо tи надо брать Т/2.

В реальных случаях im(0)¹0, поэтому погрешность измерения величины тока в первичной обмотке может быть больше, чем определенная по формуле.

Если измеряемый ток имеет несимметричную форму относительно оси времени, то сердечник измерительного трансформатора будет перемагничиваться по несимметричной петле гистерезиса. Форма петли зависит от постоянной составляющей измеряемого тока, т.е. от разности положительной и отрицательной ампер-секундных площадей.

В случае несимметричной формы тока для его измерения нельзя использовать 1 датчик тока, так как необходимо обеспечивать его восстановление.

Рис. 3.42.

В данном случае используют схему из двух трансформаторов (рис. 3.42.), каждый из которых в течение одной полярности тока передает информацию о нем, а в течение другой – восстанавливает свое исходное магнитное состояние.

При этом цепь восстановления может быть любой из ранее рассмотренных, необходимо только чтобы время восстановления было не больше длительности тока обратной полярности.

Осциллограммы работы данной схемы показаны на рис. 3.43.

Рис. 3.43.

В интервале времени от 0 до tи полярность напряжения показана без скобок. В этом случае диод Д1 в открытом состоянии, а диод Д2 – закрыт. Одновременно открыт диод Дв2. Т.е. одновременно идет процесс передачи тока положительной полярности через трансформатор Т1 и восстановление исходного магнитного состояния сердечника трансформатора Т2.

При смене полярности измеряемого тока, напряжение на обмотках поменяет свой знак.

Теперь открываются диоды Д2 и Дв1, т.е. одновременно передается ток отрицательной полярности через трансформатор Т2 и восстанавливается магнитное состояние трансформатора Т1.

Следует отметить, что включение диодов Д1 и Д2 может значительно увеличить погрешность преобразования тока в напряжение. Необходимо учитывать падение напряжения на этих приборах, которое равно для Si–диодов 0,6¸0,7 В.

Исключить эти диоды из схемы нельзя, т.к. они не пропускают на выход напряжение с обмоток во время стадии восстановления.

Так как падение напряжения на диодах очень сильно зависит от температуры, то погрешность преобразования в такой схеме также зависит от температуры.

Импульсные измерительные трансформаторы применяются не только для регистрации импульсных токов, но и широко используются в схемах управления п/п ключевыми приборами узлов промышленной электроники, в схемах защиты и введения обратной связи.

 

 

 

 

 

 

ЛЕКЦИЯ 12

Магнитные накопители энергии

Все магнитные элементы и устройства по принципу действия или используемому свойству ферромагнитного сердечника могут быть разделены по крайней мере на три большие группы.

1. Параметрическими называются неуправляемые магнитные элементы, действие которых основано на использовании нелинейного характера процесса намагничивания сердечника. В этих элементах используется зависимость параметров электрической цепи, содержащей обмотку с магнитным сердечником (в частности зависимость индуктивности этой обмотки) от величины, формы и частоты напряжения или тока обмотки.

2. Магнитомодуляционные элементы характеризуются тем, что в их сердечниках всегда действуют по крайней мере два отличающихся по частоте магнитных поля, одно из которых обычно обусловлено источником питания переменного поля, а другие – входными (управляющими) сигналами. Магнитомодуляционные элементы являются управляющими магнитными устройствами, действие которых основано на том, что одно из магнитных полей изменяется (модулирует) магнитное состояние сердечника для другого поля.

3. Гистерезисными элементами называются такие устройства, действие которых основано на использовании явления гистерезиса ферромагнитных материалов и которые не могут нормально функционировать при отсутствии гистерезиса.

Рассмотрим параметрические неуправляемые магнитные элементы. Как правило они работают от источника переменного тока или напряжения. В тех случаях, когда на выходе устройства требуется получить постоянный ток в схему добавляют полупроводниковые выпрямители.

Многие параметрические магнитные элементы представляют собой последовательное или параллельное соединение некоторой нагрузки (выхода схемы) с нелинейным неуправляемым магнитным элементом, который в простейшем случае представляет собой обмотку, расположенную на ферритовом сердечнике.

Рис. 4.5.

Ток в цепи нагрузки можно найти как:

где Rн и Rд – активные сопротивления нагрузки и дросселя, Хн и Хд – реактивные сопротивления нагрузки и дросселя.

где

Если раньше, при проектировании линейных трансформаторов и дросселей мы использовали такой режим их работы, чтобы их нелинейности не проявлялись и считали, что L и m – постоянные величины, не зависящие от режимов работы, то теперь нелинейность свойств магнитных элементов лежит в основе работы рассматриваемого класса устройств.

У этих устройств магнитная проницаемость сердечника и, следовательно, индуктивность обмотки дросселя непрерывно меняются в течение всего периода питающего напряжения. Поэтому вводится так называемая дифференциальная магнитная проницаемость:

при DН®0.

Из кривой намагничивания нетрудно получить зависимость mд от индукции В, которая показана на рис. 4.6.

Рис. 4.6.

Если известно, изменение индукции в сердечнике, то, определяя значения дифференциальной магнитной проницаемости, соответствующие различным величинам магнитной индукции можно построить кривую изменения проницаемости во времени. Из рис. Видно, что mд изменяется с удвоенной по сравнению с источником питания частотой, также изменяется индуктивность дросселя.

Таким образом, в рассмотренной цепи ток в нагрузке будет определяться не только входным сигналом, но и сильно зависеть от параметров нелинейного дросселя.

При использовании импульсных сигналов такой нелинейный дроссель может служить неуправляемым магнитным ключом. Действительно, до тех пор пока рабочая точка магнитного сердечника находится на линейном участке, то mд, а следовательно индуктивность дросселя имеют большие значения, и можно считать, что ток через дроссель не протекает (ключ разомкнут). Когда рабочая точка заходит в нелинейную область, т.е. наблюдается режим насыщения – mд и Lд резко уменьшаются и ток через дроссель скачком увеличивается (ключ замкнут).

Магнитные параметрические стабилизаторы напряжения

В общем случае стабилизатор представляет собой устройство, обеспечивающее поддержание выходной величины, на определенном постоянном заранее заданном уровне, при изменении входной величины в достаточно широких пределах.

Простейшая схема такого устройства показана на рис. 4.7.

Рис. 4.7.

Она состоит из линейного дросселя – LДЛ и нелинейного дросселя – LДН. Рассмотрим зависимость выходного напряжения от входного. Начиная с Uвх0 сердечник нелинейного дросселя насыщается, поэтому его индуктивное сопротивление уменьшается. При этом Uвх перераспределяется между обоими дросселями так, что все большая часть возрастающего входного напряжения падает на дросселе с линейной индуктивностью. В результате при Uвх>Uвх0 выходное напряжение Uвых изменяется значительно меньше, чем входное Uвх.

К недостаткам такого стабилизатора относятся низкий КПД (<60%) и недостаточный уровень стабилизации, а также резкое искажение формы кривой напряжения на нагрузке и значительная зависимость коэффициента стабилизации от нагрузки.

Поэтому чаще используют феррорезонансные стабилизаторы.

В этих стабилизаторах в качестве нелинейного элемента использован не просто нелинейный дроссель, а феррорезонансный контур, состоящий из нелинейного дросселя и конденсатора. Этот контур имеет более резко выраженную нелинейную характеристику, что улучшает параметры магнитного стабилизатора напряжения.

Феррорезонансные ячейки

Типичные феррорезонансные контура, в которых используется резонанс напряжений и токов, представлены на рис. 4.8.

а) б)

Рис. 4.8.

Следует отметить, что зависимость индуктивности дросселя от величины протекающего через него тока, придает такому устройству особые свойства, которые не наблюдаются у обычных цепей с постоянными параметрами.

Рис. 4.9.

На рис. 4.9. показаны зависимости напряжения на конденсаторе Uc и на зажимах дросселя UL от величины тока протекающего в цепи, т.е. вольтамперной характеристики линейного конденсатора и нелинейного дросселя для схемы а). Эти напряжения сдвинуты по фазе на 180 оС. Если пренебречь активным сопротивлением цепи и высшими гармониками, то напряжение Up, приложенное к цепи, равно разности UL–Uc (штрих пунктирная линия). Точка, где UL=Uc, соответствует состоянию резонанса, при котором цепь имеет бесконечно малое сопротивление для переменного напряжения U. При дальнейшем увеличении тока, напряжение на конденсаторе становится больше напряжения на дросселе. Отметим, что для наглядности все характеристики Up UL–Uc=f(I) расположены по одной стороне от оси абсцисс.

В действительности, из-за наличия активного сопротивления R в цепи (прямая UR), напряжение Up не обращается в нуль при резонансе и результирующая вольтамперная характеристика, рассматриваемой цепи, имеет вид пунктирной линии (см. рис. 4.9).

Напряжение на последовательной ячейке (рис. 4.8, а) будет равно:

Точки результирующей вольтамперной характеристики цепи получаем следующим образом. Произвольно задаемся некоторым током I, определяем для него разность напряжений UL–Uc и напряжение UR. Результирующее напряжение рассчитываем по формуле.

Построение вольтамперной характеристики цепи с учетом активного сопротивления можно произвести и с помощью графических методов (). Вследствие нелинейности цепи Iр<Iр.

При сравнительно малом активном сопротивлении R на результирующей ВАХ цепи есть падающий участок, и сама она имеет N-образную форму. При постепенном повышении питающего напряжения ток сначала растет плавно до значения I1, а затем небольшое повышение напряжения сопровождается скачкообразным нарастанием тока до значения I2, затем он продолжает плавно увеличиваться. При уменьшении напряжения, также наблюдается вначале плавное уменьшение тока до значения Iр, а затем — скачком до величины I0.

Т.е. рассматриваемое устройство обладает релейной характеристикой.

Рассмотренный способ построения вольтамперной характеристики схемы а) можно использовать и для построения ВАХ схемы рис. 4.8, б. Так как в этой схеме I=IL+IC и Up=UL=UC (если пренебречь потерями в обмотке и сердечнике дросселя), то зависимость Up=f(I) определяется суммированием токов IL и IC при одинаковых значениях U=UL=UC (идеальная ВАХ — штрих-пунктирная линия).

Рис. 4.10

С учетом R – реальная характеристика показана пунктиром. Особенностью полученной характеристики является то, что уже в области небольших токов напряжение Up резонансного контура относительно мало зависит от I, в то время как для отдельного дросселя область малой зависимости UL от I приходится на относительно большие токи.

Поэтому более выгодно использовать параллельный феррорезонансный контур, чем насыщающийся дроссель для стабилизации напряжения.

Схема феррорезонансного стабилизатора напряжения имеет вид, представленный на рис. 4.11.

Рис. 4.11

В этой схеме для улучшения стабилизирующих свойств вместо линейного дросселя также использован ненасыщенный трансформатор Тл. Вторичное напряжение этого трансформатора действует встречно напряжению Uвых1, снимаемого с феррорезонансного контура.

Коэффициент трансформации выбирают таким, чтобы наклон линии Uфк был равен наклону Uвых, т.е. a2=a1.

Рис. 4.12.

Характеристика Uфк=f(Uвх) очевидно будет подобной ВАХ параллельного резонансного контура, рассмотренного выше, так как входной ток стабилизатора растет вместе с входным напряжением Uвх.

Дополнительное введение компенсирующего напряжения Uтр резко повышает качество стабилизации h феррорезонансных стабилизаторов – 70…80%, cosj =0.7…0.8.

Следует отметить, что рассмотренные магнитные стабилизаторы из-за потерь не позволяют получить на выходе схемы стабилизированное напряжение равное номинальному значению входного напряжения.

Существенным недостатком феррорезонансных стабилизаторов является ярко выраженная несинусоидальная форма выходного напряжения. Для устранения высших гармоник в стабилизаторах применяют резонансные фильтры, включаемые параллельно нелинейному дросселю.

Одна из возможных схем стабилизатора с синусоидальным выходным напряжением показана на рис. 4.13.

Рис. 4.13.

Практически синусоидальное напряжение получается при устранении третьей и пятой гармоник. Для построения фильтров здесь использована емкость конденсатора С феррорезонансного контура С-Lдн, которая состоит из двух конденсаторов С3 и С5 для фильтрации третьей и пятой гармоник соответственно. Последовательно с конденсаторами С3 и С5 включены дроссели Lл3 и Lл5 с линейной характеристикой. Цепи Lл33 и Lл55 настроены в резонанс на третью и пятую гармоники. Стабилизатор с правильно настроенными фильтрами дает на выходе практически синусоидальное напряжение с содержанием гармоник не более 5%.

Общим недостатком феррорезонансных стабилизаторов является значительная чувствительность к изменению частоты питающей сети.

Одним из способов устранения этого недостатка является включение последовательно с нагрузкой резонансного контура Ск Lк с резонансом напряжений или токов (рис. 4.14).

Рис. 4.14.

Параметры контура выбираются так, чтобы увеличение выходного напряжения, вызванное изменением частоты сети, компенсировалось бы увеличением сопротивления контура. Этот способ компенсации дает хорошие результаты при изменении частоты в пределах ±5% от номинальной. Однако при этом теряется от 20 до 50% напряжения. Причем сопротивление нагрузки должно быть строго постоянным.

 

 

ЛЕКЦИЯ 13

Нелинейные магнитные элементы. Управляемые магнитные ключи

Для управления и питания различных устройств промышленной электроники часто требуются специальные источники импульсов.

Простейшее устройство для получения знакопеременных импульсов напряжения небольшой мощности можно выполнить на базе схемы, состоящей из трансформатора насыщения с сердечником с ППГ и нагрузочного сопротивления Rн, включенного параллельно обмотке W2.

Если перемагничивание сердечника осуществлять синусоидальным током достаточно большой амплитуды, то вторичное напряжение трансформатора будет изменяться прямо пропорционально дифференциальной проницаемости сердечника. Докажем это.

Рис. 4.15.

Действительно:

.

Для малых значений фазы переменного тока (wt ®0, что соответствует нахождению на начальном участке зависимости B(H), при этом mд — максимальна) можно записать:

.

И тогда:

.

Таким образом, напряжение на вторичной обмотке трансформатора будет прямо пропорционально дифференциальной магнитной проницаемости.

Этот принцип широко используется для построения многоканальных источников или распределителей импульсов.

Рассмотрим пример построения n-канального распределителя импульсов (рис. 4.16).

Рис. 4.16.

Здесь первичные обмотки через фазосдвигающий контур j1, j2, jn подключены к общему источнику питания. Фазосдвигающие цепи обеспечивают сдвиг между токами в первичных обмотках соседних трансформаторов на угол p/n.

Рис. 4.17.

Для получения однополярных импульсов на выходе схемы включают полупроводниковые выпрямители.

Теперь рассмотрим применение двух сердечников с ППГ для формирования практически прямоугольных импульсов напряжения при использовании источника синусоидального напряжения.

В этой схеме (рис. 4.18) сердечники дросселя и трансформатора выполняют из одного материала и одного типоразмера (с одинаковой площадью поперечного сечения S). Если выполняется условие: , то при ненасыщенном сердечнике дросселя ток в его обмотке ограничен такой величиной, которая недостаточна для перемагничивания сердечника трансформатора и все питающее напряжение приложено к обмотке WД. После насыщения дросселя при wt=a1 все питающее напряжение прикладывается к первичной обмотке трансформатора WТ. В интервале времени от wt=a1 до wt=a2 сердечник трансформатора перемагничивается от -Bs до + Bs и в его вторичной обмотке индуцируется импульс напряжения U2»U×nТ. В интервале a2£wt£p оба сердечника насыщены и все напряжение сети падает на активном сопротивлении первичной цепи R. Начиная с wt=p процесс повторяется в той же последовательности, но для другой полярности.

а) б)

Рис. 4.18.

Допустим, что требуемая длительность импульсов выходного напряжения в радианах Da=a2-a1.

При этом , .

Установим связь между углом насыщения a1 параметрами дросселя.

Это уравнение и определяет выбор параметров дросселя для получения необходимого значения a1.

Приращение индукции в трансформаторе:

Тогда требуемое значение WТ1S определяется из формулы:

, где

Недостаток этой схемы: это большие потери в резисторе.

Для получения относительно мощных импульсов обычно используются специальные устройства, называемые пик-трансформаторами (рис. 4.19).

Рис. 4.19.

Первичная обмотка W1 подключена к сети переменного тока и расположена на стержне I с достаточно большим поперечным сечением, благодаря чему он не насыщается. Вторичная обмотка W2 расположена на стержне II с небольшим поперечным сечением, для которого используется магнитный материал с высокой магнитной проницаемостью и небольшой индукцией насыщения.

Допустим, что поток Ф1 увеличивается от 0. Сначала он будет полностью замыкаться через стержень II из-за его небольшого магнитного сопротивления. Магнитное сопротивление стержня III значительно больше из-за воздушного зазора.

Рис. 4.20.

Однако при Ф1=Ф2нас стержень II оказывается насыщенным и при дальнейшем увеличении Ф1 этот поток ответвляется в стержень III. Надо отметить, что из-за наличия стержня III (с немагнитным зазором) индуктивность обмотки W1 сохраняет большую величину и после насыщения стержня II, что ограничивает величину намагничивающего тока. Таким образом, устраняется отмеченный ранее недостаток простейшей схемы.

Магнитный поток в стержне II начнет изменяться лишь после того, как поток Ф1 в процессе своего уменьшения достигнет значения Ф12нас .

В обмотке W2 индуцируется ЭДС лишь при изменении магнитного потока в стержне II, что имеет место лишь вблизи переходов потока Ф1 стержня I через нуль, так как Ф1m>>Ф2нас .

Сказанное выше, можно подтвердить соответствующими осциллограммами (рис. 4.20).

Путем соответствующего выбора числа витков обмотки W2 можно получить амплитудное значение U2 много больше амплитуды питающего напряжения.

Для экономичного формирования мощных импульсов большой скважности широко применяют многоступенчатые феррорезонансные формирователи, так называемые магнитные цепи сжатия (рис. 4.21).

а) б)

Рис. 4.21.

На рис. 4.21, а и б приведены две простейшие схемы феррорезонансных формирователей импульсов: с последовательным (а) и параллельным (б) соединением конденсатора и дросселя насыщения с прямоугольной петлей гистерезиса

В схеме (а) каждый полупериод до насыщения дросселя все напряжение U=Umsinwt приложено к обмотке дросселя и ток по цепи практически не протекает. После насыщения дросселя все напряжение мгновенно прикладывается к нагрузке Rн, а затем, по мере зарядки конденсатора, напряжение на нагрузке быстро спадает до 0. В схеме (б) питание осуществляется от источника тока. Пока дроссель ненасыщен, практически весь этот ток идет на зарядку конденсатора. Насыщение дросселя вызывает быструю разрядку конденсатора и появление короткого импульса напряжения на Rн.

Для получения более коротких импульсов применяют каскодное соединение рассмотренных схем (рис. 4.22). При этом каждый последующий каскад вырезает более короткий импульс из подаваемого на его вход импульса от предыдущего каскада.

Рис. 4.22.

В этой схеме большая линейная индуктивность Lл — определяет величину тока на входе формирователя.

Рис. 4.22.

Пусть питающее напряжение изменяется по синусоидальному закону, заряды на конденсаторах при t=0 отсутствуют и начальное магнитное состояние сердечников характеризуется значением индукции — Вs. Контур, образуемый линейным дросселем Lл и конденсатором С1, обычно настраивается в резонанс с частотой питающего напряжения ()и служит для периодической зарядки конденсатора. Если пренебречь потерями в контуре LлС1, то напряжение на конденсаторе С1 изменяется по закону:

Þ

Þ

Û Þ

ÞÞ

Þ

Одновременно, с увеличением Uc1, растет индукция В1 первого нелинейного дросселя, и пока он остается ненасыщенным, можно пренебречь током, протекающим через него. Если выбрать , то индукция дросселя будет равна Bs к моменту , когда напряжение на конденсаторе достигнет своего первого максимума.

После насыщения сердечника первого дросселя имеет место колебательная разрядка С1 и зарядка С2. При этом, если пренебречь активным сопротивлением обмотки дросселя, то, принимая за начало отсчета времени момент насыщения дросселя, получим:

и зарядный ток:

где LS1 – индуктивность насыщенного дросселя.

Напряжение на конденсаторе С2 достигает максимального значения при , когда i1=0.

При продолжении колебательной разрядки ток i1 изменяет свое направление, что выводит сердечник дросселя L1 из состояния насыщения и прекращает колебательный процесс. Поэтому зарядка С1 практически полностью передается С2. Далее процесс повторяется для следующего дросселя и конденсатора. После насыщения последнего нелинейного дросселя конденсатор С3 разряжается на нагрузку.

Обычно конденсаторы имеют одинаковую емкость, а параметры нелинейных дросселей выбирают так, чтобы каждый последующий С заряжался быстрее предыдущего. Тогда длительность каждого последующего импульса тока будет короче предыдущего, а амплитуда больше. Для отрицательного полупериода питающего напряжения сердечники перемагничиваются от Bs до -Bs, а импульсы тока имеют противоположную полярность.

Такие схемы способны давать импульс с мгновенной мощностью более 500…1000 кВт длительностью 1…2 мкс и КПД до 60…70%.

 

ЛИТЕРАТУРА

1 Боярченков М.А., Черкашина А.Г. Магнитные элементы автоматики и вычислительной техники. М.: Высшая школа, 1976 – 382с.

4. Подлипенский В.С., Петренко В.Н. Электромагнитные и электромашинные устройства автоматики. Киев: Высшая школа, 1987. – 428с.

5. Миловзоров В.П. Электромагнитные устройства автоматики. М.: Высшая школа, 1983. – 409с.

6. Горский А.Н., Русин Ю.С. и др. Расчет электромагнитных элементов источников вторичного электропитания. М.:Радио и связь, 1988. – 176с

7. Грязнов Н.М. Трансформаторы и дроссели в импульсных устройствах. М.: Радио и связь, 1986. – 112с.

8. Сидоров Н.Н., Христинин А.А., Скорняков С.В. Малогабаритные магнитопроводы и сердечники. М.: Радио и связь, 1989, 384с.

9. Смердов В.Ю., Зайцев О.В. Методические указания “Расчет силовых импульсных трансформаторов”. Смоленск: СФМЭИ, 1998.–34с.

10. Глебов Б.А. Теоретические основы расчета трансформаторов двухтактных преобразовательных устройств. – М.: “МЭИ”, 1979. – 57с.

11. Исследование работы импульсного трансформатора в режиме однополярного намагничивания.

12. Расчет оптимального трансформатора двухтактных преобразовательных устройств.

13. М.А. Розенблат Магнитные элеиенты автоматики и вычислительной техники, 2-е издание, перераб., Монография, Изд-во «Наука», 1974 г.

14. Ферриты и магнитодиэлектрики. Справочник под общей редакцией Н.Д. Горбунова, Г.А. Матвеева. М., изд-во «Советское радио», 1968 г., 176 с.

 




Поделиться с друзьями:


Дата добавления: 2014-01-03; Просмотров: 1740; Нарушение авторских прав?; Мы поможем в написании вашей работы!


Нам важно ваше мнение! Был ли полезен опубликованный материал? Да | Нет



studopedia.su - Студопедия (2013 - 2024) год. Все материалы представленные на сайте исключительно с целью ознакомления читателями и не преследуют коммерческих целей или нарушение авторских прав! Последнее добавление




Генерация страницы за: 0.303 сек.