Схемы и принципы действия усилителей и генераторов

1. Классификация и типы усилителей.

Усилителем называют устройство, предназначенное для повышения мощности входного сигнала. Превышение мощности, выделяемой в нагрузке усилителя, над мощностью источника входного сигнала достигается за счет энергии источника питания.

Назначение усилителя – усиление в определенное число раз соответственно напряжения, тока и мощности сигнала. Такая классификация усилителей условна, так как все они, в конечном счете, усиливают мощность сигнала.

Структурная схема электронного усилителя показана на рис. 1 а,б.

Усилитель можно рассматривать как активный четырехполюсник. К входным зажимам подключается источник усиливаемых электрических сигналов, к выходным – нагрузка. Вход и выход усилителя обычно имеют общую точку, которая заземляется.

На структурной схеме источник входного сигнала показан в виде генератора напряжения Е _t, имеющего внутреннее сопротивление R _t. Можно построить другой вариант схемы, представив источник входного сигнала генератором тока I _t. Источник сигнала подключен к усилителю параллельно его входному сопротивлению: R _вх = U _вх / I _вх.

В зависимости от соотношения внутреннего сопротивления источника входного сигнала R _t и входного сопротивления усилителя R _вх , источник сигнала может работать в режиме холостого хода (R_вх R_t), короткого замыкания (R_вх R_t) и согласования (R_вх» R_t). Исходя из этого, усилитель можно назвать соответственно усилителем напряжения (потенциальным входом), усилителем тока (с токовым входом) и усилителем мощности. По соотношению между выходным (R_вых) и нагрузочным (R_н) сопротивлениями усилители можно разделить на усилители с потенциальным выходом (R_н R_вых), с токовым выходом (R_н R_вых ) и с мощностным выходом (R_н» R_вых ). По характеру потребления электрической энергии в нагрузке на практике обычно различают соответственно усилители напряжения, тока и мощности.

Усилительные свойства усилителя характеризуются коэффициентами усиления напряжения K _U, тока K _I и мощности K _P, показывающими, во сколько раз значение выходного параметра увеличилось в результате усиления по сравнению со значением входного:

K _U = U _вых / U _вх ; K _I = I _вых / I _вх ; K _P = P _вых / P _вх .

где U _вх , I _вх , P _вх и U _вых, I _вых, P _вых - параметры входного и выходного сигналов.

Общий коэффициент усиления многокаскадного усилителя равен произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов К = К ₁ К ₂ К ₃ …К _n.

Коэффициенты усиления выражают не только в относительных единицах, но и в децибелах (Б) 1Б = 10дБ.

Основными параметрами усилителей являются:

номинальная выходная мощность – максимальная мощность на выходе, при которой нелинейные искажения не превышают допустимого уровня;

чувствительность – минимальное напряжение на входе, при котором на выходе обеспечивается номинальная мощность;

динамический диапазон – отношение максимальной амплитуды входного сигнала, при которой его искажения имеют предельно допустимое значение, к чувствительности усилителя;

коэффициент полезного действия – отношение полезной мощности на выходе усилителя к мощности, потребляемой им от источника питания;

входное сопротивление R _вх , характеризующее усилитель как нагрузку для источника входного сигнала; условием передачи максимальной мощности на вход усилителя от источника сигнала является равенство внутреннего сопротивления входного сигнала R _t и входного сопротивления R _вх;

выходное сопротивление R _вых , характеризующее нагрузочную способность усилителя; условием передачи усилителем максимальной мощности в нагрузку является равенство выходного сопротивления R _вых и сопротивления R _н .

Нагрузкой усилителя может быть не только потребитель электрической энергии, но и вход другого усилителя.

рис. 2

В последнем случае усилители представляют собой цепочку (рис. 2), на входе которой действует источник усиливаемого сигнала, а к выходу подключена нагрузка. При расчете такой сложный усилитель разбивают на каскады или ступени. Минимальную часть усилителя, сохраняющего его функции, называют каскадом усиления. Первые каскады усиления, предназначенные, главным образом, для усиления напряжения сигнала, называют предварительными. Каскад, служащий для усиления мощности сигнала, называют оконечным.

Способы связи каскадов между собой, а также способы включения нагрузки к выходу усилителя определяют многие важные свойства усилителя. При передаче сигналов переменного тока или напряжения широко распространен способ соединения выходного электрода предыдущего каскада с входным электродом следующего при помощи конденсаторов или трансформаторов. При необходимости усиления очень медленных изменений напряжений или токов используется гальваническая связь каскадов (усилители постоянного тока). Широкое распространение находят усилители с обратной связью, в которых часть энергии с выхода усилителя подается обратно на его вход.

Наиболее распространенная схема предварительного каскада усиления на транзисторе с ОЭ показана на рис 96(р/э).

Полевые транзисторы широко применяют в предварительных каскадах усиления, особенно, когда необходимо высокое входное сопротивление.

На рис. 97 а, б изображен каскад усилителя на полевом транзисторе с изолированным затвором и встроенным каналом n – типа.

Рабочую точку каскада выбирают на семействе выходных характеристик (рис. 97 б) аналогично рабочей точке каскада на биполярном транзисторе.

Работа транзистора с нагрузкой.

рис. 1 I_к

I_б

R_к

U_кэ I_к R_к

- + + -

Е_к

рис. 4,23 а,б

Если в коллекторную цепь транзистора включить сопротивление нагрузки R_к (рис. 1), то изменение тока коллектора будут определяться не только изменениями тока базы, но и изменениями напряжения коллектор – эмиттер, которое при работе транзистора с нагрузкой не остается постоянным и всегда меньше Э.Д.С. источника питания коллектора Е _к:

U _КЭ = Е _К - I _К R _К (1)

Из соотношения (1) видно, что при увеличении тока коллектора увеличивается падение напряжения на сопротивлении нагрузки U _Rк = I _К R _К , а напряжение на коллекторе транзистора уменьшается. Наоборот, уменьшение тока коллектора сопровождается повышением напряжения на коллекторе. Возникающие изменения коллекторного напряжения воздействуют на ток коллектора противоположно изменениям тока базы: если под действием тока базы ток коллектора возрастает, то уменьшающееся при этом напряжение на коллекторе несколько ослабляет рост тока коллектора. Таким образом, при работе транзистора с нагрузкой изменения тока коллектора будут обуславливаться совместным действием изменений тока базы и напряжения коллектор – эмиттер. Такой режим работы транзистора иногда называют динамическим, а характеризующие его характеристики – динамическими.

Соотношение (1) можно переписать в виде

I _К = (E _К – U _КЭ) / R _К = E _К / R _К - U _КЭ / R _К (2)

Прямая линия, описываемая уравнением (2), обычно называется нагрузочной прямой (или линией нагрузки). на семействе выходных характеристик нагрузочную прямую можно построить по двум точкам (рис. 4,23 б). Если I _К = 0, то U _КЭ = E _К . Отложив на оси абсцисс величину E _К , получаем первую точку нагрузочной прямой (точку А). В этой точке транзистор заперт положительным напряжением на базе относительно эмиттера (I_Б < 0). Вторую точку нагрузочной прямой находим, задаваясь величиной U _КЭ. Например, при U _КЭ = 0 I _К = E _К / R _К (точка В). Проведенная через точки А и В прямая является искомой нагрузочной прямой. Нагрузочную прямую можно также провести из точки А под углом y = arctg R_К.

Нагрузочная прямая определяет зависимость тока коллектора от одновременно изменяющихся тока базы и напряжения на коллекторе при постоянной ЭДС источника питания коллектора и неизменном сопротивлении нагрузки. Например, в рабочей точке (О) известны все величины, характеризующие рабочий режим транзистора: I _Б2, U _{0 КЭ}, I _{0 К}, U _Rк. При неизменной величине E _К нагрузочная прямая из точки А может проходить выше или ниже прямой АВ в зависимости от величины R _К.

В ряде случаев нагрузочная цепь имеет различное сопротивление на постоянном и переменных токах.

Активная область (1) характеризуется прямым смещением на эмиттерном переходе и обратным – на коллекторном переходе.

Область отсечки (11) характеризуется обратным смещением на обоих переходах (транзистор находится в запертом состоянии).

Область насыщения (111) характеризуется прямым смещением на обоих переходах.

Режимы отсечки и насыщения характерны для работы транзистора в импульсном режиме.

Выбор режима работы транзистора.

рис. 8-12

Помимо входных и выходных цепей, цепей связи между каскадами, в схемах усилительных каскадов имеются элементы, предназначенные для обеспечения необходимого режима работы транзистора. Обычно начальный режим транзистора (режим покоя) определяется совокупностью постоянных составляющих напряжения коллектора U _0К, тока коллектора I _0К и напряжения (или тока) смещения управляющего электрода. Начальному режиму соответствует начальное положение рабочей точки на нагрузочной прямой, построенной на семействе статических выходных характеристик. В транзисторных усилителях сопротивления нагрузки по постоянному и переменному токам обычно имеют разные величины.

Перед построением нагрузочной прямой необходимо определить рабочую область статических характеристик, ограниченную предельными значениями напряжения и тока коллектора (U _{К. макс} и I _{К. макс} ), наибольшей мощностью, рассеиваемой коллектором, P _{К. макс} при наибольшей рабочей температуре (рис. 8-12 б).

В зависимости от исходного режима работы и амплитуды входного сигнала ток в цепи коллектора может протекать либо в течение всего периода изменения входного сигнала, либо в течение только части периода (в последнем случае в остальное время транзистор заперт). Соответственно этому различают четыре разновидности режима работы транзистора – классы А, АВ, В и С.

В классе А начальное положение рабочей точки на нагрузочной прямой и амплитуде входного (управляющего) тока выбирается так, чтобы рабочая точка не выходила за те пределы нагрузочной прямой, где изменения тока коллектора прямо пропорциональны изменениям тока базы (отрезок АВ, ограниченный токами I _К1 и I _К3, на рис. 8,12 б). При работе в классе А ток коллектора не прекращается (транзистор всегда открыт) (рис. 8,12а). Работа усилителя в классе А характеризуется минимальными нелинейными искажениями и невысоким КПД. Режим усиления класса А применяется в тех случаях, когда необходимы минимальные искажения, а выходная мощность и КПД не имеют решающего значения. В классе А работают все каскады усилителей напряжения и маломощные выходные каскады.

Графо - аналитический расчет амплитуды переменного напряжения на входе U _0m, входного сопротивления транзистора R _вх, затрачиваемой на входе мощности, коэффициентов усиления по напряжению и мощности производится с учетом входной характеристики транзистора с нагрузкой (рис. 8,12 в). Для усилителя класса А по этой характеристике определяется двойная амплитуда входного напряжения и двойная амплитуда входного тока. Зная эти величины, можно определить входную мощность при синусоидальной форме сигнала:

P _вх = ½ I _бm U _0m

коэффициент усиления по напряжению K = U_km/U_бm; коэффициент усиления по мощности K_p = P_вых / P_вх и входное сопротивление транзистора

R _вх = U _бm / I _бm

В классе В начальное положение рабочей точки выбирают в области небольших токов коллектора, близких к I _k0. Транзистор открыт лишь в течение половины периода, т.е. работает с отсечкой тока. Под углом отсечки понимается половина времени за период, в течение которого через транзистор протекает ток. Угол отсечки в классе В равен 90°. Особенностью класса В является большой уровень нелинейных искажений. Поэтому класс В применяется лишь в двухтактных схемах, где прекращение тока одного транзистора компенсируется появлением тока другого. Этот режим усиления рекомендуется применять при высоких выходных мощностях для повышения КПД, который может достигать 70%.

Класс АВ занимает промежуточное положение между классами А и В. Он тоже применяется в основном в двухтактных схемах. Угол отсечки может достигать в классе АВ 120-130°. Класс АВ более экономичен, чем класс А, и характеризуется меньшими нелинейными искажениями, чем класс В.

В классе С начальное смещение соответствует режиму отсечки. Класс С болееэкономичен, чем класс В, и применяется в случае, если нелинейные искажения несущественны.

Теоретические сведения и расчетные соотношения

Для получения электрических сигналов различной формы используются генераторы гармонических колебаний и импульсов. В основе работы этих генераторов лежат усилительные элементы, охваченные цепью положитель­ной обратной связи. При этом в генераторах гармонических колебаний уси­лительные элементы работают в активном (усилительном) режиме, а в им­пульсных генераторах характерными являются граничные режимы усили­тельного элемента (насыщение или отсечка), переход которых из одного состояния в другое происходит лавинообразно через промежуточный усили­тельный режим. Скорость этого перехода определяет длительность фронтов генерируемых импульсов и должна быть максимальной.

Гармонические колебания в генераторах поддерживаются частотно-из­бирательными четырехполюсниками: резонансными 2-С-контурами или дру­гими резонирующими элементами (кварцевые или объемные резонаторы и т.п.), или с помощью фазирующих LС-цепей, включенных в цепь ПОС усили­телей.

В импульсных генераторах, которые могут работать в двух режимах:

автоколебательном или ждущем, ПОС создается с помощью LС-цепей или импульсных трансформаторов.

Генераторы гармонических, колебаний. При охвате усилителя ПОС он самовозбуждается, так как коэффициенты усиления на определенных часто­тах достигают бесконечно большого значения (5.30). Такая схема работает в автоколебательном режиме и является автогенератором, если соблюда­ются условия баланса амплитуд

K_yU *b ³ 1 (6.1)

и условие баланса фаз

j_k+ j_b = 2*p*n, (6.2) где п = О, 1, 2, 3,....

Генераторы гармонических колебаний разделяются на LС-автогенераторы, RС- автогенераторы и кварцевые генераторы.

Основные типы LС- генераторов приведены на рис. 6.1.

Они делятся на схемы с трансформаторной связью (рис. 6.1, а), индуктивной (рис. 6.1, б и г) и емкостной (рис. 6.1, в и д) трехточкой.

В схеме рис. 6.1, а используется индуктивная связь обмотки резонанс­ного контура LС, являющегося нагрузкой однокаскадного усилителя по схе­ме с ОЭ, со второй обмоткой L_oc включенной в цепь возбуждения усилителя (в цепь базы). Элементы R1, R2 предназначены для обеспечения необходи­мого режима по постоянному току. За счет конденсатора С2, реактивное со­противление которого на частоте генерации незначительно, заземляется один конец базовой обмотки. Сопротивление контура на резонансной частоте носит чисто активный характер.

Для получения устойчивого автоколебательного процесса с частотой f_г необходимо выбирать транзистор, у которого

h_21Э ³ (h_11Э + r_ос)*C*R_K / M + M / L (6.3)

В схемах LС - автогенераторов рис. 6.1, б, в, г, и часть резонансного кон-тура используется для получения обратной связи. Такие схемы получили название трёхточечных.

В схемах рис. 6.1, б,г, известных под названием индуктивной трех­точки, секционирована индуктивная ветвь колебательного контура, общая точка которого через нулевое сопротивление источника питания переменной составляющей тока присоединена к эмиттеру. Обратная связь между индук- тивностями L1 и L2 (рис. 6.1, б) осуществляется за счет взаимоиндуктивности M

Режим по постоянному току и его термостабилизация осуществляются в трехточечных схемах за счет таких же элементов, что и в усилителях (R1,R2, R_Э, C_Э) Реактивное сопротивление конденсатора обратной связи Сд на частоте генерации принебрежимо мало.

Частота генерируемых колебаний и критический коэффициент усиле­ния определяются соответственно из выражении:

f_г» (1/2*p)* Ö1 / [ C₁ *(L₁ + L₂ +2*M)]; (6.4)

h_21Э » (L₂ + M)/(L₁ + M) (6.5)

LC-автогенератор по схеме емкостной трехточки (рис. 6.1, в д) содержит в емкостной ветви колебательного контура два конденсатора С1 и С2. Напря­жение обратной связи с последнего поступает во входную цепь усилительного звена. При таком включении конденсаторов полярности мгновенных значе­ний напряжении на их обкладках относительно общей точки противоположны.

Частота генерируемых колебаний и критический коэффициент усиление определяются соответственно из выражении:

f_г» (1/2*p)* Ö1 / [ L*C₁*C₂ /(C₁ + C₂ )]; (6.4)

h_21Э » C₂ / C₁ (6.5)

Высокими техническими показателями обладают LС- автогенераторы гармонических колебании, использующие в качестве усилительных звеньев ОУ.

Большой коэффициент усиления ОУ позволяет, кроме положительной обратной связи, через частотно-избирательный резонансный контур вводить достаточно глубокие дополнительные отрицательные обратные связи, что существенно повышает стабильность частоты генерируемых колебаний. Кроме того, ОУ имеет большое входное и очень малое выходное сопротивле­ния, что позволяет не учитывать их при расчете и проектировании конкрет­ных схем LС-автогенераторов.

Один из типичных вариантов LС- автогенератор а на ОУ типа 153УД1 показан на рис. 6.1, е. В этой схеме LС- контур включен в цепь ПОС между выходом (вывод 6) и неинвертирующим входом (вывод 3) ОУ. Включение в цепь отрицательной обратной связи между выходом и инвертирующим вхо­дом усилителя (вывод 2) терморезистора обеспечивает высокий уровень тер­мостабилизации амплитуды и частоты генерируемых колебаний.

В RС- автогенераторах, в отличие от резонансной частоты w₀ колебатель­ного LC- контура, частоту w₀ называют квазирезонансной.

Для того чтобы из всего возможного спектра частот RС- автогенератор генерировал лишь одну, условия самовозбуждения генератора (6.1), (6.2) должны быть выполнены на этой частоте. По принципу построения RС- авто-генераторы подразделяются на автогенераторы с поворотом фазы сигнала в цепи ПОС на ± 180° на квазирезонансной частоте w₀ и автогенераторы без поворота фазы, у которых фазовый сдвиг сигнала в цепи ПОС на квазире­зонансной частоте равен нулю.

RС - автогенераторы с поворотом фазы содержат усилитель, фаза выход­ного напряжения которого отличается от (разы входного на 180 °. Поэтому выполнение условия баланса фаз возможно в том случае, когда цепь частотно-зависимой обратной связи (фазирующая цепочка) также обеспечит поворот фазы напряжения на частоте генерации на 180°.

В качестве фазирующих используют цепочки, состоящие из простейших Г-образных RС- звеньев (обычно трех или четырех).

рис. 6,2

Трехзвенная цепочка, так называемая С- параллель, показана на рис. 6.2, а, а R-параллель — на рис. 6.2, в. Частотные и фазовые характеристики цепочек С- и R-параллель приведены соответственно на рис. 6.2, б и 6.2, г.

Как видно из рис. 6.2, б и 6.2, г, на квазирезонансной частоте фазовый сдвиг w_b между входным и выходным напряжениями для цепочки R-парал­лель равен + 180°, а для цепочки С-параллель— —180°.

На этой же частоте коэффициент передачи напряжения b = U_вых / U_вх для обеих цепочек имеет вещественное значение b₀ и равен 1/29. Таким образом, усилительный каскад со сдвигом фазы напряжения усилительного сигнала на 180°, в котором осуществлена ПОС с помощью трехзвенных цепочек R- или С-параллель, может генерировать гармонические колебания с часто­той f₀ (для цепочки R-параллель f₀ = w₀ / 2*p = 1/(2*p*R*С*Ö6), для цепочки С-параллель f₀» w₀ / 2*p = Ö6 /(2*p*R*С)), если его коэффициент усиления пре­вышает 29, что соответствует также выполнению условия баланса амплитуд (неравенство (6.1)).

На рис. 6.3 с приведены принципиальные схемы RС-автогенераторов на биполярных транзисторах цепочками С-параллель (а, б) и R-параллель (в, г).

Рис. 6,3

Частота генерируемых колебаний и критический коэффициент усиления, определяются соответственно из выражении:

для схем рис. 6.3, а, б

f _г = 1 * Ö(7+ (3/m)); (6.8)

2*p*R*С

h_21Э.кр = 21 + 32*m + 3/m, (6.9)

где R = R₁ = R₂ = R₃ = m*R₀ ; C= C₁ /m = C₂ = C₃ ; R₃ = R^‘₃ = R_вх ; m» [(1+ h_21Э )*U_0K] / [3*(Е_K - U_0K)];

для схем рис 6.3, в, г

f _г = 1 * Ö (1/(4* m +6)); (6.10)

2*p*R*С

h_21Э.кр = (23 + 29*m + 4/m)* R₃ /(R₃ + R_вх ), (6.11)

где m = R_вых /(R₃ ½½R_вх ) = 2...5; R = R₁ = R₂ = R₃ ½½ R_вх ; C= C₁ * m = C₂ = = C₃ .

Зависимость критического коэффициента передачи по току от входного сопротивления усилительного каскада обусловливает необходимость применения транзисторов с h_21Э > 45…60, что может быть обеспечено далеко не каждым транзистором. Этот недостаток можно устранить применением составного включения транзисторов или дополнительного каскада по схеме с ОК, согласующего фазирующую цепочку с усилительным звеном (рис.6.2, б, г). Однако наибольший эффект может быть получен при использовании в качестве усилительного звена ОУ.

На рис. 6.4, а, б показаны схемы RС-автогенераторов на ОУ с фазирующими цепочками С-параллель и R-параллель. Поскольку частотно-избирательная RC-цепь включена между выходом и инвертирующим входом ОУ, общий Фазовый сдвиг в замкнутой петле равен 360, что обеспечивает выполнение условия баланса фаз. В связи с избыточностью коэффициента усиления ОУ условие баланса амплитуд обеспечивается без затруднения. Большое входное и малое выходное сопротивления ОУ позволяют осуществить режим практически идеального согласования фазирующей цепи

Дата добавления: 2014-01-13