Модулятор офм-4

Аналогично сигнал с ОФМ-4 можно записать как

где =1; к=0,1,2.

В преобразователе кода ПК бинарный сигнал разбивается на бинарные последовательности с удвоенной длительностью импульса, которые методом разностного кодирования преобразуются в двухуровневые последовательности и . Полученные таким образом сигналы поступают через ФНЧ на фазовые модуляторы, представляющие перемножители синфазного и квадратурного каналов. Каждый из перемножителей осуществляет линейную балансную АМ. Сигнал ОФМЧ получается путем сложения модулированных сигналов S_СФ и квадратурного S_КВ.

Векторные диаграммы образования ОФМ-4, ОФМ-8 и КАМ-16

ФОРМИРОВАНИЕ КАМ-16

Сигнал КАМ-16 может быть получен сложением двух сигналов ОФМ-4, один из которых в два раза больше по амплитуде.

Квадратурное представление сигналов является удобным и достаточно универсальным средством их описания. Квадратурное представление заключается в выражении колебания линейной комбинацией двух ортогональных составляющих — синусоидальной и косинусоидальной:

S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (2)

где x(t) и y(t) — биполярные дискретные величины.

Такая дискретная модуляция (манипуляция) осуществляется по двум каналам на несущих, сдвинутых на 90° друг относительно друга, т.е. находящихся в квадратуре (отсюда и название представления и метода формирования сигналов).

Поясним работу квадратурной схемы (рис. 2) на примере формирования сигналов QPSK

.

Рисунок 2 – Схема квадратурного модулятора

Исходная последовательность двоичных символов длительностью Т при помощи регистра сдвига разделяется на нечетные импульсы Y, которые подаются в квадратурный канал (coswt), и четные — X, поступающие в синфазный канал (sinwt). Обе последовательности импульсов поступают на входы соответствующих формирователей манипулирующих импульсов, на выходах которых образуются последовательности биполярных импульсов x(t) и y(t).

Манипулирующие импульсы имеют амплитуду и длительность 2T. Импульсы x(t) и y(t) поступают на входы канальных перемножителей, на выходах которых формируются двухфазные фазомодулированные колебания. После суммирования они образуют сигнал QPSK.

Для приведенного выше выражения для описания сигнала характерна взаимная независимость многоуровневых манипулирующих импульсов x(t), y(t) в каналах, т.е. единичному уровню в одном канале может соответствовать единичный или нулевой уровень в другом канале. В результате выходной сигнал квадратурной схемы изменяется не только по фазе, но и по амплитуде. Поскольку в каждом канале осуществляется амплитудная манипуляция, этот вид модуляции называют амплитудной квадратурной модуляцией.

Пользуясь геометрической трактовкой, каждый сигнал QAM можно изобразить вектором в сигнальном пространстве.

Отмечая только концы векторов, для сигналов QAM получаем изображение в виде сигнальной точки, координаты которой определяются значениями x(t) и y(t). Совокупность сигнальных точек образует так называемое сигнальное созвездие.

На рис. 3 показана структурная схема модулятора, а на рис. 4 – сигнальное созвездие для случая, когда x(t) и y(t) принимают значения ±1, ±3 (QAM-4).

Рисунок 4 – Сигнальная диаграмма QAM-4

Величины ±1, ±3 определяют уровни модуляции и имеют относительный характер. Созвездие содержит 16 сигнальных точек, каждая из которых соответствует четырем передаваемым информационным битам.

Комбинация уровней ±1, ±3, ±5 может сформировать созвездие из 36 сигнальных точек. Однако из них в протоколах ITU-T используется только 16 равномерно распределенных в сигнальном пространстве точек.

Существует несколько способов практической реализации QAM-4, наиболее распространенным из которых является так называемый способ модуляции наложением (SPM). В схеме, реализующей данный способ, используются два одинаковых QPSK (рис. 5).

Используя эту же методику получения QAM, можно получить схему практической реализации QAM-32 (рис. 6).

Рисунок 5 – Схема модулятора QAM-16

Рисунок 6 – Схема модулятора QAM-32

Получение QAM-64, QAM-128 и QAM-256 происходит таким же образом. Схемы получения этих модуляций не приводятся по причине их громоздкости.

Из теории связи известно, что при равном числе точек в сигнальном созвездии спектр помехоустойчивость систем QAM и QPSK различна. При большом числе точек сигналов спектр QAM идентичен спектру сигналов QPSK. Однако сигналы системы QAM имеют лучшие характеристики, чем системы QPSK. Основная причина этого состоит в том, что расстояние между сигнальными точками в системе QPSK меньше расстояния между сигнальными точками в системе QAM.

На рис. 7 представлены сигнальные созвездия систем QAM-16 и QPSK-16 при одинаковой мощности сигнала. Расстояние d между соседними точками сигнального созвездия в системе QAM с L уровнями модуляции определяется выражением:

(3)

Аналогично для QPSK:

где М – число фаз.

Из приведенных выражений следует, что при увеличении значения М и одном и том же уровне мощности системы QAM предпочтительнее систем QPSK. Например, при М =16 (L = 4) d _QAM = 0.47 и d _QPSK = 0.396, а при М =32 (L = 6) d _QAM = 0.28, d _QPSK = 0.174 [2].

Таким образом, можно сказать, что QAM на много эффективнее по сравнению с QPSK, что позволяет использовать более многоуровневую модуляцию при одинаковом соотношении сигнал/шум. Поэтому можно сделать вывод, что характеристики QAM будут наиболее приближенными к границе Шеннона (рис. 8) где: 1 – граница Шеннона, 2 – QAM, 3 – М-позиционная АРК, 4 – М-позиционная PSK.

Рисунок 8 - Зависимость спектральной эффективности различных модуляций от C/N

В общем случае М-позиционные системы QAM с линейным усилением, такие как 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM, имеют спектральную эффективность выше, чем у QPSK с линейным усилением, имеющей теоретическую предельную эффективность 2 бит/(с∙Гц).

Одной из характерных особенностей QAM является малые значения внеполосной мощности [8. Феер К. Беспроводная цифровая связь – М.: Радио и связь, 2000].

Применение многопозиционной QAM в чистом виде сопряжено с проблемой недостаточной помехоустойчивости. Поэтому во всех современных высокоскоростных протоколах QAM используется совместно с решетчатым кодированием (ТСМ). Сигнальное созвездие ТСМ содержит больше сигнальных точек (позиций сигналов), чем требуется при модуляции без решетчатого кодирования. Например, 16-позиционная QAM преобразует в созвездие 32-QAM с решетчатым кодированием. Дополнительные точки созвездия обеспечивают сигнальную избыточность и могут быть использованы для обнаружения и исправления ошибок. Сверточное кодирование в сочетании с ТСМ вносит зависимость между последовательными сигнальными точками. В результате появился новый способ модуляции, называемый треллис-модуляцией. Выбранная определенным образом комбинация конкретной QAM помехоустойчивого кода носит название сигнально-кодовой конструкции (СКК). СКК позволяют повысить помехозащищенность передачи информации наряду со снижением требований к отношению сигнал/шум в канале на 3 – 6 дБ. В процессе демодуляции производится декодирование принятого сигнала по алгоритму Витерби. Именно этот алгоритм за счет использования введенной избыточности и знания предыстории процесса приема позволяет по критерию максимального правдоподобия выбрать из сигнального пространства наиболее достоверную эталонную точку.

ЛИНЕЙНЫЙ МОДУЛЯТОР

Основу линейного модулятора составляет балансный перемножитель. Может быть выполнен на диодах, транзисторах или на микросхемах.

В нелинейных модуляторах фаза коммутируется с тактовой частотой, при этом амплитуда и фаза в течении тактового интервала остается практически постоянной. Это позволяет избежать преобразования частоты, повысить надежность модулятора.

ОТРАЖАТЕЛЬНЫЙ МОДУЛЯТОР ОФМ-4

К циркулятором Ц₁ и Ц₂ подключены микрополосковых отрезки линий W₁ и W₂ длиной /4 и /8. При закрытых диодах фаза сигнала условно принята за нулевую. Сигнал отраженный от отрезка /n приобретает набег 2/n. Фаза сигнала изменяется под воздействием управляющих импульсов.

Нелинейный модулятор на ПЧ: – задающий генератор формирует необходимое число сигналов ПЧ с дискретными фазовыми сдвигами и мультиплексор, управляемого с выхода преобразователя кода.

ВЫСОКОСКОРОСТНЫЕ ФАЗОВЫЕ МОДУЛЯТОРЫ И ДЕМОДУЛЯТОРЫ ДЛЯ

ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ ПЕРЕДАЧИ СВЧ ДИАПАЗОНА

В ЦРРЛ и ВЛС, в которых информация передается со скоростью 140 Мбит/с и более, как правило, модуляция несущей осуществляется с помощью двух- или четырехпозиционной относительной фазовой манипуляции (ОФМ-2 и ОФМ-4). Применяемые в аппаратуре этих линий связи модуляторы и демодуляторы могут быть использованы для реализации других видов модуляции несущей, известных в последнее время. Такими являются амплитудно-фазовая (АФМ) и модуляция с минимальным сдвигом фазы (ММФ), которые позволяют в первом случае увеличить объем передаваемой информации при сохранении неизменной скорости передачи, и во втором – улучшить характеристики детектирования в каналах с ограничением по сравнению с обычной ОФМ-4. Для ЦССС с временным разделением каналов использование высокоскоростного цифрового сигнала (500 Мбит/с) позволяет осуществить передачу информации пакетами, применяя четырехпозиционную фазовую модуляцию несущей.

Дата добавления: 2014-01-13