Цифровая обработка сигналов в СМС. 2 страница

4.2 Модуляция сигналов в цифровых системах мобильной связи. Спектральное представление сигналов; модуляционные форматы и критерии их выбора. Шифрование и аутентификация.

Модулятор является последним элементом передающего тракта и, строго говоря, не выполняет никаких операций собственно цифровой обработки сигналов. Его задача состоит в переносе информации цифрового сигнала с выхода кодера канала на несущую частоту, т.е. в модуляции сверхвысокочастотной (СВЧ) несущей низкочастотным (НЧ) цифровым видеосигналом. Модулированный СВЧ сигнал с выхода модулятора через антенный коммутатор поступает на антенну и излучается в эфир, чтобы быть затем принятым антенной станции-получателя информации. Соответственно демодулятор - первый элемент приемного тракта, и его задача заключается в выделении из принятого модулированного радиосигнала информационного видеосигнала, который подвергается цифровой обработке в последующей части приемного тракта.

В стандарте GSM используется гауссовская манипуляция с минимальным сдвигом (Gaussan Minimum Shift Keying - GMSK). Этот метод представляет собой частотную манипуляцию, при которой несущая частота дискретно - через интервалы времени, кратные периоду T битовой модулирующей последовательности, - принимает значения:

f_н =f₀–F/4 или f_в =f₀+F/4,

где f₀ - центральная частота используемого частотного канала, а F = 1/T - частота битовой последовательности.

Разнос частотΔf = f_в –f_н =F/2 - минимально возможный, при котором обеспечивается ортогональность колебаний частот f_н и f_в на интервале Т длительности одного бита; при этом за время Т между колебаниями частот f_н и f_в набегает разность фаз, равная π. Таким образом, термин "минимальный сдвиг" в названии метода модуляции относится, в указанном выше смысле, к сдвигу частоты. Поскольку модулирующая частота в этом случае равна F/2, а девиация частоты F/4, индекс частотной модуляции составляет m = (F/4)/(F/2) = 0,5.

Термин "гауссовская" в названии метода модуляции соответствует дополнительной фильтрации модулирующей битовой последовательности относительно узкополосным гауссовским фильтром; именно эта дополнительная фильтрация отличает метод GMSK от метода MSK (Minimum Shift Keying - манипуляция с минимальным сдвигом).

Метод MSK иногда рассматривают как метод квадратурной фазовой манипуляции со смещением (OQPSK), но с заменой прямоугольных модулирующих импульсов длительности 2Т полуволновыми отрезками синусоид или косинусоид. Ниже мы поясним, в чем заключаются основания для такой интерпретации. Рассмотрим сначала метод MSK, а потом отметим, к каким отличиям приводит дополнительная гауссовская фильтрация.

В методе MSK входная последовательность битовых импульсов модулятора разбивается на две последовательности, состоящие соответственно из нечетных и четных импульсов, и модулированный сигнал (выходной сигнал модулятора) на протяжении очередного n-го бита определяется выражением, зависящим от состояния текущего n-го и предшествующего (n - 1)-го бита:

(n-1)T≤ t ≤ nT.

Здесь ω₀ = 2πf₀ - центральная частота канала, а выбор знаков "плюс" или "минус" перед соответствующими членами выражения определяется алгоритмом, приведенным в таблице 4.1.

Таблица 4.1. Закон модуляции метода MSK

Подчеркнем, что два бита, используемые в качестве аргументов закона модуляции (два первых столбца в табл.4.1.), выбираются с учетом того, какой бит является текущим: если текущий бит четный, то вторым битом пары является предшествующий ему нечетный; если же текущий бит нечетный, то второй бит пары - предшествующий ему четный.

Из вышеприведённого выражения следует, что текущая фаза модулированного сигнала:

φ(t)=ω₀t ± πt/2T, т.е. набег фазы на интервале Т одного бита Δφ= ± π/2, а мгновенная частота, как производная от фазы: ω(t)=2π(f₀ ± F/4),

т.е. мгновенная частота принимает одно из двух значений - fВ или fН, постоянное на протяжении бита, что и указано в последнем столбце табл.4.1.

Таким образом, изменение знака начальной фазы во второй части выражения означает переход от fН к fВ или обратно. Изменение же общего знака выражения, эквивалентное изменению начальной фазы на π, позволяет сохранить непрерывность фазы при изменении частоты.

Приведем еще одно пояснение метода MSK, которое, возможно, будет более наглядным, для чего обратимся к рис.4.7. На первом графике рис.4.7 представлен пример входной битовой последовательности а модулятора.

Второй и третий графики дают соответственно последовательности нечетных аI и четных аQ бит входной последовательности, причем длительность каждого бита увеличена вдвое в сторону запаздывания, т.е. каждый бит "растянут" во времени до 2-битового символа, и для удобства последующих рассуждений принято, что последовательности аI и аQ принимают значения +1 и -1 (значение -1 соответствует значению 0 исходной последовательности а).

В результате для каждого битового интервала длительностью Т расположенные одно над другим значения аI и аQ дают как раз ту пару четного и нечетного бит, которые являются аргументами закона модуляции (табл.4.1).

Четвертый и пятый графики рис.4.7 показывают форму модулирующих сигналов двух квадратурных каналов bI и bQ, получаемых как произведения функций аI и аQ соответственно на квадратурные низкочастотные сигналы sin(πt/2T) и cos(πt/2T). Обратим внимание на скачкообразные изменения фазы этих сигналов на π в моменты изменений знаков аI, аQ.

Окончательный модулированный сигнал согласно первой части выражения получается как результат перемножения модулирующих сигналов квадратурных каналов с соответствующими несущими sin(ω₀ t) и cos(ω₀ t) и суммирования полученных произведений. Описанный принцип построения модулятора MSK поясняется блок-схемой рис.4.8 (пока без учета первого блока - гауссовского фильтра G). Подчеркнем, что эта схема также служит лишь для иллюстрации принципа работы модулятора.

Из приведенных выше аналитических выражений непосредственно следует, что начальная фаза φ_н модулированного сигнала в методе MSK описывается линейно-ломаной кривой (график 6 на рис.4.7), т.е. зависимость φ_н(t) является непрерывной, но не гладкой. Добавление гауссовского фильтра, т.е. фильтра низких частот с амплитудно-частотной характеристикой в форме гауссовской кривой (блок G на рис.4.8.), приводит к сглаживанию кривой φ_н(t) в точках излома. Ширина полосы В фильтра по уровню 3 дБ выбирается равной B=0,3F,т.е. произведение ВТ = 0,3, где Т и F, как и ранее, - соответственно период и частота битовой модулирующей последовательности.

Поскольку в стандарте GSM F = 270,833 кГц, полоса гауссовского фильтра равна В = 81,3 кГц.

Введение гауссовского фильтра приводит к сужению главного лепестка и снижению боковых лепестков спектра на выходе модулятора, чем обеспечивается допустимый уровень помех по смежным частотным каналам.

4.3 Борьба с влиянием многолучевого распространения; многолучевое распространение и его проявления; разнесенный прием; скачки по частоте; эквалайзинг.

Используемые в сотовой связи дециметровые радиоволны слабо огибают препят-, ствия, т.е. распространяются в основном по прямой, но испыты­вают многочисленные отражения от окружающих объектов и под­стилающей поверхности. Одним из следствий такого много­лучевого распространения является более быстрое, чем в свобод­ном пространстве, убывание интенсивности принимаемого сигнала с расстоянием. Другое следствие - замирания и искажения ре­зультирующего сигнала. Именно эти эффекты рассмотрим несколько подробнее.

Картина многолучевого распространения схематически ил­люстрируется рис.4.9. Фактически область существенных отра­жений ограничивается обычно сравнительно небольшим участком в окрестности подвижной станции - порядка нескольких сотен длин волн, т.е. порядка нескольких десятков или сотен метров. При движении подвижной станции эта область перемещается вме­сте с ней таким образом, что подвижная станция все время оста­ется вблизи центра области. При сложении нескольких сигналов, прошедших по разным путям и имеющих в точке приема в общем случае различные фазы, результирующий сигнал может быть как несколько выше среднего уровня, так и заметно ниже, причем провалы, или замирания сигнала, образующиеся при взаимной компенсации сигналов вследствие неблагоприятного сочетания их фаз и амплитуд, могут быть достаточно глубокими. Искажения ре­зультирующего сигнала, или межсимвольная интерференция, име­ет место в том случае, когда более или менее синфазные состав­ляющие сигналы с соизмеримыми амплитудами настолько от­личаются по разности хода, что символы одного сигнала «налезают» на соседние символы другого.

Колебания уровня (замирания) принимаемого сигнала прак­тически всегда имеют две составляющие - быструю и медленную. Быстрые замирания, являющиеся прямым следствием много­лучевого распространения, описываются релеевским законом рас­пределения, и потому их иногда называют релеевскими замира­ниями. Диапазон изменений уровня сигнала при быстрых замира­ниях может достигать 40 дБ, из которых примерно 10 дБ - превы­шение над средним уровнем и 30 дБ - провалы ниже среднего уровня, причем более глубокие провалы встречаются реже

чем менее глубокие. При неподвижном абонентском аппарате интен­сивность принимаемого сигнала, естественно, не меняется. При перемещении подвижной станции периодичность флуктуации в пространстве составляет около полуволны, т.е. порядка 10... 15 см в линейной мере. Период флуктуации во времени зависит от скорости перемещения подвижной станции: например, при скорости 50 км/ч период флуктуации составляет около 10 мс, а при 100 км/ч - около 5 мс. Частота замираний глубиной 30... 10 дБ при скорости порядка 50 км/ч составляет 5...50 провалов в секунду соответст­венно, а средняя длительность замираний ниже уровня 30...10 дБ при той же скорости - порядка 0,2...2 мс.

Медленные замирания обусловлены изменением условий затенения при перемещении подвижной станции и подчиняются логарифмически нормальному закону распределения. Интенсив­ность медленных флуктуации не превышает 5... 10 дБ, а их перио­дичность соответствует перемещению подвижной станции на де­сятки метров. Фактически медленные замирания представляют собой изменение среднего уровня сигнала при перемещении под­вижной станции, на которые накладываются быстрые замирания вследствие многолучевого распространения.

Основную неприятность при сотовой связи составляют бы­стрые замирания, поскольку они бывают достаточно глубокими, и при этом отношение сигнал/шум падает настолько сильно, что по­лезная информация может существенно искажаться шумами, вплоть до полной ее потери. Для борьбы с быстрыми замираниями используются два основных метода:

- разнесенный прием, т.е. одновременное использование двух или более приемных антенн;

- работа с расширением спектра - использование скачков по частоте, а также метода CDMA.

Межсимвольная интерференция, как мы уже упоминали вы­ше, может иметь место при значительных разностях хода между различными лучами в условиях многолучевого распространения. Практически разности хода в городских условиях могут достигать единиц микросекунд. В методе CDMA, при использовании широко­полосных сигналов и рейк-приемников, наиболее сильные сигналы выравниваются по задержке и после этого складываются, так что проблема межсимвольной интерференции в значительной мере снимается. В относительно узкополосных системах сотовой связи, использующих метод TDMA, для борьбы с межсимвольными иска­жениями применяются эквалайзеры - адаптивные фильтры, уста­навливаемые в приемном тракте цифровой обработки сигналов, которые позволяют в некоторой степени компенсировать межсим­вольные искажения. Наконец, для борьбы с последствиями много­лучевого распространения, а именно для устранения ошибок, обу­словленных как замираниями сигналов, так и межсимвольной ин­терференцией, используется помехоустойчивое канальное кодиро­вание: блочное и сверточное кодирование, а также перемежение.

Идея разнесенного приема (английский термин diversity reception, или просто diversity - разнесение) как меры борьбы с быстрыми замираниями заключается в совместном использовании нескольких сигналов, различающихся (разнесенных) по какому-либо параметру или координате, причем разнесение должно вы­бираться таким образом, чтобы вероятность одновременных зами­раний всех используемых сигналов была много меньше, чем како­го-либо, одного из них. Иными словами, эффективность разнесен­ного приема тем выше, чем менее коррелированы замирания в составляющих сигналах. Кроме того, важны техническая реализуе­мость и простота используемого метода.

В принципе возможны как минимум пять вариантов разне­сенного приема:

- с разнесением во времени (time diversity); при этом исполь­зуются сигналы, сдвинутые во времени один относительно другого; этот метод сравнительно легко реализуем лишь в цифровой форме, и улучшение качества приема разменива­ется на пропускную способность канала связи;

-с разнесением по частоте (frequency diversity); при этом используются сигналы, передаваемые на нескольких частотах, т.е. платой является расширение используемой полосы частот;

- с разнесением по углу, или по направлению (angle diversity, или direction diversity); при этом прием производится на несколько антенн с рассогласованными (неполностью
перекрывающимися) диаграммами направленности; в этом случае сигналы с выходов разных антенн коррелированы тем слабее, чем меньше перекрытие диаграмм направленности, но при этом одновременно падает и эффективность приема
(интенсивность принимаемого сигнала), по крайней мере для всех антенн, кроме одной;

- с разнесением по поляризации (polarization diversity), когда, например, две антенны принимают сигналы двух взаимно ортогональных поляризаций; практического значения этот вариант не имеет, поскольку в диапазоне СВЧ замирания на
разных поляризациях сильно коррелированы;

- с разносом в пространстве (space diversity), т.е. с приемом сигналов на несколько пространственно разнесенных антенн; это единственный метод, находящий практическое применение, и именно он обычно имеется в виду, когда
говорят о разнесенном приеме.

Для метода пространственного разнесения, или, с учетом сказанного выше, для разнесенного приема, необходимы как ми­нимум две приемные антенны, установленные с некоторым сме­щением одна относительно другой. Из общих соображений очевидно, что выигрыш от разнесенного приема тем больше, чем больше число используемых антенн, однако при этом возрастает и сложность технического решения. Поэтому практическое примене­ние находит простейшая система с двумя приемными антеннами, и в основном в базовых станциях. В подвижных станциях сколько-нибудь широкого распространения разнесенный прием не по­лучил. Существенными характеристиками системы разнесенного приема являются расстояние между антеннами и способ совмест­ного использования сигналов с выходов двух антенн. Ограничимся краткими сведениями об этих характеристиках, не углубляясь в более подробный анализ. С ростом расстояния между антеннами корреляция между флуктуациями уровня принимаемых ими сигна­лов падает, и в этом смысле чем больше разнос антенн, тем выше эффективность разнесенного приема. Но при этом возрастает и сложность технической реализации, так что практически разнос берется минимально возможным, при котором разнесенный прием уже достаточно эффективен. Реально с учетом как аналитических оценок, так и эмпирических данных разнос обычно составляет около десятка длин волн, т.е. порядка нескольких метров.

Что касается способов объединения сигналов с выходов двух антенн, то в принципе возможно как использование одного (более сильного) из двух сигналов, так и суммирование обоих сиг­налов - додетекторное (когерентное) или последетекторное, - с равными весами или со взвешиванием, обеспечивающим получение максимума отношения сигнал/шум. В случае двух прием­ных антенн различие в эффективности этих способов относитель­но невелико, и на практике обычно применяется наиболее простой из них - выбор максимального из двух сигналов с коммутацией выхода соответствующего приемника на вход тракта последующей обработки.

Использование скачков по частоте (frequency hopping), как мы уже упоминали ранее, является одним из методов расширения спектра, принципиально отличающимся от метода расширения спектра за счет модуляции прямой последовательностью (direct sequence), которая применяется в классическом методе CDMA.

Идея метода скачков по частоте состоит в том, что несущая частота для каждого физического канала периодически изменяет­ся, т.е. каждый физический канал периодически переводится на новый частотный канал. Поскольку релеевские замирания являют­ся частотно-селективными, то, если при работе на некоторой частоте имело место замирание, при изменении рабочей частоты на 100...300 кГц замирания с большой вероятностью не будет. Следовательно, при достаточно частых изменениях частоты суще­ственно снижается вероятность длительных замираний, и соответ­ственно в сочетании с перемежением снижается вероятность групповых ошибок, а с одиночными ошибками можно успешно бо­роться при помощи помехоустойчивого канального кодирования.

Различают медленные и быстрые скачки по частоте. При медленных скачках период изменения частоты много больше дли­тельности символа передаваемого сообщения, а при быстрых скачках - много меньше длительности символа. В практике сото­вой связи применение скачков по частоте предусмотрено стандар­том GSM - используются медленные скачки с переключением частоты в каждом очередном кадре. Если учесть, что в кадре каж­дому физическому каналу соответствует один слот, то для любого из физических каналов такая частота скачков эквивалентна смене частотных каналов с частотой слотов.

Изменение частоты в пределах доступного диапазона может быть как регулярным (циклическим), так и нерегулярным (псевдослучайным), причем в последнем случае может быть выбран любой из имеющихся в наборе вариан­тов псевдослучайности. Режим работы со скачками по частоте не является обязательным и назначается по команде с центра комму­тации.

Эквалайзинг - метод, используемый в узкопо­лосных TDMA-системах сотовой связи для компенсации межсим­вольных искажений. Термин эквалайзинг заимствован из англий­ского языка (equalizing - буквально выравнивание) и имеет в дан­ном случае смысл компенсации той разности хода между состав­ляющими лучами при многолучевом распространении, которая приводит к межсимвольной интерференции. Эквалайзер по своей сути - это адаптивный фильтр, настраиваемый таким образом, чтобы сигнал на его выходе был в возможно большей степени очищен от межсимвольных искажений, содержащихся во входном сигнале.

Простейшая реализация эквалайзера (рис.4.10.) - трансверсальный фильтр, подобный тому, который может использоваться в кодере речи, но с принципиально иным алгоритмом на­стройки. Покажем на простом примере, что такая схема может, по крайней мере в некоторых ситуациях, существенно ослабить меж­символьные искажения. Предположим, что входной сигнал эква­лайзера состоит из основного сигнала - некоторой последова­тельности однобитовых символов (единиц и нулей, первый график на рис.4.11,а) и его копии, ослабленной в три раза и сдвинутой во времени на длительность т одного символа (второй график на рис. 4.11,а). Если дискрет линии задержки фильтра равен т, а значение коэффициента в первом отводе с, = -1/3, то при сложении вход­ного сигнала и сигнала с первого отвода получим следующее (рис. 4.11,6): основной сигнал (первая составляющая входного сигнала) остается без изменений; вторая составляющая входного сигнала компенсируется первой составляющей, задержанной на т (сигнала с первого отвода линии задержки); вторая составляющая задер­жанного сигнала дает копию основного, но ослабленную уже в де­вять раз, задержанную на 2т и с обратным знаком. Если во втором отводе линии задержки коэффициент с₂ = 1/9, то при сложении трех сигналов - входного и двух задержанных - получим неизмен­ный основной сигнал и его копию, задержанную на Зт и ослаблен­ную в 27 раз. Таким образом, в рассматриваемом примере добав­ление каждого следующего элемента линии задержки с соответст­вующим значением коэффициента С, приводит к ослаблению иска­жающего сигнала втрое и к дополнительной задержке его во вре­мени на т.

В реальной жизни, разумеется, дело обстоит сложнее, чем в описанном примере: и число лучей может быть больше двух, и за­держки едва ли будут кратны дискрету линии задержки, и ампли­туды составляющих сигналов, так же как и их число и задержки, не будут заранее известны. Кроме того, при перемещении абонент­ского аппарата вся эта картина непрерывно изменяется. Поэтому настройка фильтра производится адаптивно, в

соответствии с конкретно складывающейся ситуацией, в отдельности для каждого

сегмента речи, передаваемого в одном слоте эфирного интерфей­са, с использованием обучающей последовательности, переда­ваемой в каждом слоте.

Приведенная на рис.4.10 схема эквалайзера на основе трансверсального фильтра является линейной, так же как и соот­ветствующая ей схема с решетчатым фильтром. Линейный эква­лайзер относительно прост по устройству, но имеет недостатки, проявляющиеся при больших искажениях сигналов. Более совер­шенными являются нелинейные эквалайзеры - схема с обратной связью по решению, схема максимально правдоподобного обна­ружения символов (максимума апостериорной вероятности) и схе­ма максимально правдоподобной оценки последовательности; в первой из этих схем могут использоваться трансверсальные или решетчатые фильтры, во второй и третьей - трансверсальные. Общая длина линии задержки фильтра должна соответствовать той разности хода лучей, для которой желательно компенсировать искажения, а дискрет линии задержки должен быть менее дли­тельности символа.

4.4 Сотовая связь как система массового обслуживания. Проблема проектирования систем сотовой связи.

Рассматривая в предшествующем изложении системы сото­вой связи, в частности сопоставляя разные методы множественно­го доступа и обсуждая пути повышения емкости, мы использовали в качестве характеристики, связанной с емкостью системы, число каналов. Очевидно, однако, что создание достаточного числа кана­лов является не самоцелью, а лишь средством для обеспечения связью нужного числа имеющихся или потенциальных пользовате­лей. Столь же очевидно, что, имея, например, N физических кана­лов на ячейку, мы, безусловно, сможем обеспечить в этой ячейке связью N абонентов. Но этого слишком мало: даже при 7-ячееч-ном кластере, как ясно из уже рассмотренного нами материала, число физических каналов на ячейку практически не может превы­шать в настоящее время величины порядка 200, а часто оказыва­ется и гораздо меньшим - порядка 50...70 или даже 20...30. Ясно также, что ограничивать число обслуживаемых абонентов числом каналов явно нерационально, поскольку маловероятно, чтобы все абоненты захотели воспользоваться связью одновременно. Следо­вательно, при N каналах можно обслуживать более N абонентов,. хотя, разумеется, в некоторых случаях абоненты в ответ на вызов будут получать отказ, и тем чаще, чем больше число абонентов по сравнению с числом каналов. Таким образом, мы оказываемся пе­ред вопросом, который можно сформулировать следующим обра­зом: сколько абонентов можно обслужить в ячейке с N каналами при заданной вероятности отказа? Или наоборот: сколько нужно каналов для обслуживания заданного числа абонентов при опреде­ленной вероятности отказа? Эти вопросы мы и рассмотрим в на­стоящем разделе, основываясь на методах расчета систем массо­вого обслуживания.

Система сотовой связи, как и любая система телефонной связи, является типичным примером! системы массового обслуживания - со случайным потоком заявок (вызовов), случайной продолжительностью их обслуживания (сеан­сов связи) и конечным числом каналов обслуживания (физических каналов). Более того: система телефонной связи исторически бы­ла первым примером системы массового обслуживания, точнее тем первым практическим поводом, с которого началось развитие теории систем массового обслуживания; в частности, в качестве первой математически корректной работы по теории массового обслуживания называют работу Эрланга «Теория вероятностей и телефонные разговоры», опубликованную в 1909 г.

Основные определения. Общей характеристикой случайного потока вы­зовов является средняя частота поступления вызовов X, измеряе­мая числом вызовов в единицу времени - например, λ выз/ч. Средняя продолжительность обслуживания одного вызова (средняя продолжительность разго­вора) Г, измеряемая в единицах времени. Произведение указанных величин А = λT дает средний трафик (интенсивность трафика, ин­тенсивность нагрузки, поток нагрузки), измеряемый в эрлангах. Характеристики нагрузки - среднюю частоту поступления вызовов λ, трафик А - обычно оценивают для часа пик, т.е. для ча­сового интервала в период наибольшей нагрузки системы связи. Частота поступления вызовов, являющаяся случайной вели­чиной, обычно описывается распределением Пуассона, определя­ющим вероятность поступления к вызовов (дискретная случайная величина) за время t:

, λ·t > 0, k ≥ 0.

В системе с отказами (модель Эрланга В; в английской тер­минологии - lost-calls-cleared conditions, т.е. условия сброса вызо­вов, получивших отказ) вероятность отказа (вероятность поступле­ния вызова в момент, когда все каналы заняты) определяется вы­ражением:

, (4.1)

При оценках емкости систем сотовой связи обычно используется модель Эрланга В (модель системы с отказами). Это обусловлено тем, что при ма­лых вероятностях отказа модели Эрланга В и С дают достаточно близкие результаты. Расчет емкости системы обычно производится для значений Р_в (вероятности отказа, или вероятности блокирования вызова) в пределах 0,01...0,05. С увеличением числа каналов трафик растет быстрее, чем число каналов, особенно при числе каналов менее 30...40. Поэтому в рационально построенной системе сото­вой связи должно быть во всяком случае не менее 30 каналов на ячейку.

Формула (4.1), определяющая вероятность блокирования вызова в системе с отказами, несколько громоздка для непосред­ственного применения. На практике обычно пользуются ее пред­ставлением в виде таблицы.

Проектирование - один из наиболее сложных и ответствен­ных этапов развертывания сетей сотовой связи, поскольку он дол­жен обеспечить возможно более близкое к оптимальному по­строение сети по критерию эффективность - стоимость. Формально задача проектирования проста: надо определить места установки базовых станций («расставить базовые станции») и рас­пределить имеющиеся частотные каналы между ячейками (составить территориально-частотный план в соответствии с прин­ципом одновременного использования бдних и тех же частот в геометрически разнесенных ячейках) таким образом, чтобы обес­печить обслуживание сотовой связью заданной территории с тре­буемым качеством при минимальном числе базовых станций, т.е. при минимальной стоимости инфраструктуры сети. Фактически эти задача очень сложна. С одной стороны, чрезмерное сгущение се­ти, то есть чрезмерно частая расстановка базовых станций, невы­годна, так как влечет за собой неоправданные затраты. С другой стороны, слишком редкое расположение базовых станций может привести к появлению необслуживаемых «белых пятен», что тем более недопустимо. Задача дополнительно осложняется трудно­стью аналитической оценки характеристик распространения сигна­лов и расчета напряженности поля, а также необходимостью учета неравномерности трафика в пределах обслуживаемой территории. Поэтому проектирование систем сотовой связи требует специали­стов высокой квалификации, имеющих опыт как в части решения технических вопросов, так и в части характеристик рынка.

Поскольку конфигурация и параметры сети существенным образом зависят от условий местности (рельефа, характеристик застройки и т.п.) и в ходе разработки проекта приходится выпол­нять большой объем расчетов, требующих интенсивного использо­вания вычислительных средств, проектирование начинается с соз­дания электронной карты территории, т.е. с переноса в компьютер топографической карты местности со всеми параметрами и харак­теристиками, существенными для составления проекта. Затем с учетом характеристик намечаемой к использованию аппаратуры и Результатов приближенной оценки энергетического баланса про­изводится предварительное проектирование ячеек сети и позиций базовых станций. Для полученной схемы с использованием имею­щихся моделей распространения радиоволн и характеристик ме­стности более точно рассчитываются параметры электромагнитно­го поля в пределах обслуживаемой территории, позволяющие Оценить качество покрытия. Для той же схемы составляется территориально-частотный план (распределение частотных каналов по ячейкам в соответствии с принципом повторного использования частот), а также оцениваются трафик и емкость для характерных. участков и сети в целом. Если по каким-либо показателям (качество покрытия, трафик, емкость) составленная схема сети не удовлетворяет предъявляемым к ней требованиям, производится ее корректировка, и для уточненной схемы указанные выше расчеты повторяются. Таким образом, в значительной своей части процесс проектирования оказывается итерационным.

Дата добавления: 2014-11-29