Напряженность режима работы УМ 2 страница

(1.48)

где − амплитуда напряжения на входе транзистора, − комплексно-сопряженная величина тока через емкость .

Входное напряжение

.

(1.49)

В (1.40) (в расчетах можно считать, что напряжение на эмиттерном переходе равно нулю), тогда

Поскольку ,

.

,

Напомним, что (выходные напряжение и ток противофазны), так что

.

Рассчитаем мощность :

.

Полная входная мощность

При этом суммарная мощность через элементы обратной связи поступает непосредственно в нагрузку усилителя.

Коэффициент усиления мощности

Для более точного расчета, учитывающего взаимное влияние L _э и , а также уменьшение тока из-за прямого прохождения мощности в нагрузку, следует обратиться к методике [4].

Вопрос. Как вы думаете, можно ли этот транзистор использовать в УМ на частоте ?

1.6. Усилители мощности на биполярных транзисторах
ОВЧ-УВЧ диапазонов. Схема с общим эмиттером.
Расчет режима с отсечкой тока

Из-за низкого КПД режим А транзистора в УМ используют редко. При работе биполярных транзисторов с отсечкой коллекторного тока в схеме происходят переключения состояния перехода эмиттер-база (рис. 1.17). В те моменты времени, когда транзистор отперт, диод открыт и эмиттерный переход представляют эквивалентной схемой рис. 1.19, а. Во время отсечки выходного тока эмиттерный переход эквивалентен зарядной емкости C _э (рис. 1.19, б).

Рис. 1.19. Эквивалентная схема перехода эмиттер-база:

а − открытый, б − запертый

В связи с нелинейным характером поведения эмиттерного перехода строгий анализ работы УМ требует довольно объемного изучения. Однако выполненные к настоящему времени многочисленные теоретические, а самое главное, экспериментальные исследования, позволяют предложить достаточно простой алгоритм расчета энергетических характеристик УМ.

Прежде всего отметим, что предшествующий УМ каскад, как правило, представляет собой генератор тока, так что независимо от состояния эмиттерного перехода на входе транзистора действует входной гармонический ток. Ток базы также можно считать гармоническим с амплитудой . Когда переход открыт, ввиду малости его сопротивления можно принять напряжение радиочастоты на переходе равным нулю. Это состояние длится в пределах , где − угол отсечки коллекторного тока. Когда переход закрыт, на нем возникает обратная полуволна напряжения. Поясним приведенные рассуждения временными диаграммами рис. 1.20 для случая, когда угол отсечки коллекторного тока .

Рис. 1.20. Временные диаграммы токов и напряжений
в биполярном транзисторе в режиме с отсечкой тока

На рис. 1.20, а представлены косинусоидальные импульсы коллекторного тока и первая гармоника этого того тока . Так как сопротивление эмиттерного перехода и в открытом, и в закрытом состояниях практически является емкостным, ток базы опережает первую гармонику коллекторного тока на (на рис. 1.20, б ток базы приведен в увеличенном масштабе в сравнении с ). Чтобы обеспечить импульс коллекторного тока с максимальной величиной , амплитуда тока базы должна быть связана с амплитудой первой гармоники тока коллектора соотношением

(1.50)

Сравнение с (1.46) показывает, что в выражении для коэффициента передачи тока появляется коэффициент разложения последовательности косинусоидальных импульсов ( для ).

Следовательно, для получения требуемой амплитуды первой гармоники коллекторного тока амплитуда тока базы в режиме с отсечкой должна быть больше, чем в режиме А:

.

(1.51)

Зависимость напряжения на эмиттерном переходе приведена на рис. 1.20, в. Когда транзистор открыт, амплитуда напряжения на входе настолько мала, что на графике это прямая линяя (обратите внимание, что мгновенное напряжение будет , так как транзистор открыт!). Когда транзистор закрыт, на эмиттерном переходе появляется отрицательный косинусоидальный импульс напряжения длительностью

Что касается напряжения на коллекторе, то оно по-прежнему является суммой напряжений , поскольку колебательная система на выходе транзистора фильтрует все гармоники радиочастоты, кроме первой (рис. 1.20, г).

Для расчета коэффициента усиления УМ можно использовать методику и формулы, приведенные в предыдущем параграфе для УМ, где биполярный транзистор работает в режиме А. Только в них надо будет внести 3 поправки. Первая касается расчета тока базы: вместо (1.46) надо использовать (1.51). Эта замена ведет ко второй поправке в формуле (1.47):

(1.52)

.

Наконец, в выражении для (1.49) первая гармоника напряжения на переходе

(1.53)

Заметим, что изменение мало влияет на коэффициент усиления мощности, поскольку эта составляющая входного напряжения сдвинута по фазе на относительно тока, протекающего через проходную емкость .

Вопрос. Как изменится коэффициент усиления мощности в примере, рассмотренном в параграфе 1.5, если транзистор стал работать в режиме В? Как изменится КПД УМ?

Чтобы убедиться в правильности ответа, произведите расчет УМ, когда транзистор работает в режиме В, и сравните результаты.

1.7. Особенности работы усилителей по схеме с общей базой

Из параграфов 1.5 и 1.6 следует, что при приближении рабочей частоты к f _т коэффициент усиления мощности в схеме с ОЭ резко падает. В таких случаях более эффективно использовать схему с общей базой (ОБ), где за счет индуктивности общего вывода (индуктивности базы) создается положительная обратная связь (рис. 1.21).

Рис. 1.21. Эквивалентная схема усилителя на транзисторе с общей базой

Через индуктивность базового вывода L _б протекают 2 тока: входной (эмиттера I_э1) и коллектора I _к1. Сопротивление, которое вносит индуктивность L _б во входную цепь

.

(1.54)

Для простоты исследования рассмотрим режим А:

и

(1.55)

Третье слагаемое в (1.55) – отрицательное активное сопротивление, снижающее эквивалентные потери во входной цепи, что увеличивает коэффициент усиления мощности.

Расчет усилителей с ОБ следует вести по методике, приведенной в [4]. При этом надо обеспечить устойчивость усилителя, которая может быть нарушена из-за положительной обратной связи.

Обычно транзисторы, включаемые с ОЭ, имеют вывод эмиттера, соединенный с корпусом. У транзисторов с ОБ с корпусом соединен вывод базы.

1.8. Согласующе-фильтрующие системы
и коэффициент фильтрации гармоник

Колебательная система на выходе УМ выполняет две функции: согласует (трансформирует) сопротивление нагрузки (входное сопротивление антенны или фидера в оконечном каскаде) в эквивалентное сопротивление нагрузки транзистора R _э для обеспечения необходимого режима его работы (недонапряженного, перенапряженного, граничного) и фильтрует высшие гармоники, обусловленные нелинейным режимом работы транзистора из-за отсечки выходного тока.

Существуют нормы, в частности, для ОК УМ, регламентирующие допустимую мощность каждой высшей гармоники, излучаемой антенной. Для базовых станций УВЧ диапазона эта норма близка к 1 мВт.

Классической схемой, фильтрующей гармоники, является П-контур (рис. 1.22).

Рис. 1.22. Усилитель мощности с П-контуром

.

На несущей частоте (частоте первой гармоники) П-контур настроен в резонанс, т.е.

Как было показано в параграфе 1.1, согласующие свойства контура определены коэффициентами включения конденсаторов С ₁ и С ₂.

Обратимся к фильтрации высших гармоник. Мощность первой гармоники

,

выделяется в нагрузке R _н1 (антенне). Пренебрегая потерями мощности в контуре, можно принять, что .

Ток первой гармоники на выходе транзистора

.

в нагрузке

Коэффициент передачи тока по первой гармонике

(1.56)

Для каждой из высших гармоник коллекторный ток .

Ток в нагрузке

где – допустимая мощность n -й гармоники, – активная часть сопротивления антенны (фидера) на n -й гармонике.

Аналогично

(1.57)

Определим требуемый коэффициент фильтрации n -й гармоники

(1.58)

.

Рассчитаем коэффициент фильтрации схемы рис. 1.22.

В соответствии с законом Кирхгофа найдем амплитуду первой гармоники ЭДС на конденсаторе С ₁:

(1.59)

которая определяет ток в контуре

(1.60)

где r _вн1 – эквивалентное сопротивление, вносимое в контур из нагрузки;

r _пот – собственные потери в контуре; .

ЭДС на емкости C ₂

(1.61)

.

Ток в нагрузке

(1.62)

Используя выражения (1.59)−(1.62), находим

.

(1.63)

Проделав те же операции для n -й гармоники, получим

,

так как волновое сопротивление контура

,

,

поскольку контур высокодобротный.

Далее

,

.

В результате имеем

.

Коэффициент фильтрации определяется модулем соответствующих отношений, поэтому

.

(1.64)

где Q = − нагруженная добротность контура.

Тогда коэффициент фильтрации П-контура

В результате для обеспечения требуемого коэффициента фильтрации (1.58) получаем

или

(1.65)

Рассмотрим следующий пример.

Исходные данные:

P _вых = 20 Вт; P _{n доп} = 1мВт;

Сопротивления R _н1, | Z _{н n} | и R _{н n} могут значительно различаться, но для простоты оценки положим их равными, тогда

Коэффициент фильтрации при n = 2

.

Следовательно,

Возникает вопрос: какую добротность контура следует выбрать? Чем выше Q, тем лучше фильтрация, но тем уже полоса пропускания (см. расчет схемы 1.3) и тем больше потери мощности в контуре.

Коэффициент полезного действия контура

(1.66)

где − собственная добротность контура (добротность холостого хода).

Величину Q _xx определяет граница, при которой обеспечивается фильтрация. Если величина Q оказывается большой и КПД контура падает ниже 80%, то для фильтрации гармоник используют более сложные колебательные системы, чем П-контур.

Дата добавления: 2014-12-26