Синтез активных полосовых фильтров

ARC-фильтры представляют собой комбинацию пассивной RC- цепи и активного элемента. В качестве последнего чаще всего используются операционные усилители часто с двумя входами – инвертирующим и неинвертирующим. В схемах ARC-фильтров обязательно имеется обратная связь. Известно [1, 2], что передаточная функция любой активной цепи с обратной связью записывается как

где Н _ус(р) и Н _ос(р) передаточные функции цепи прямого усиления и цепи обратной связи соответственно. Знаменатель Н (р) – это полином, например, второй степени. Корни его, т. е. полюсы Н (р) могут быть в том числе и комплексно-сопряженными. Последнее означает, что ARC-цепь эквивалентна пассивной LC -цепи, а т. к. LC -цепь обладает избирательными свойствами, то и ARC-цепь тоже может обладать избирательными свойствами, т. е. является фильтром.

Синтез ARC-фильтров, как и пассивных LC -фильтров, состоит из двух этапов: этапа аппроксимации и этапа реализации. Этап аппроксимации в обоих случаях одинаков. Этап реализации для ARC-фильтров – отличается от LC -реализации.

Этап реализации. Вначале осуществляют переход от передаточной функции НЧ-прототипа, которая имеет вид (2.6), к передаточной функции полосового фильтра. Один из возможных вариантов такого перехода основан на использовании формулы пересчета полюсов НЧ-прототипа в полюсы ПФ:

где

– полюсы передаточной функции НЧ-прототипа;

w₀ = 2p f ₀ – находится по (2.1).

Согласно (2.11) одной паре комплексно-сопряженных полюсов нормированной передаточной функции НЧ-прототипа соответствует две пары комплексно-сопряженных полюсов денормированной передаточной функции полосового фильтра. Одному вещественному полюсу (р _нч.нор = s + j 0) нормированной H (р) НЧ-прототипа (2.6) соответствует одна пара комплексно-сопряженных полюсов вида денормированной H (р) полосового фильтра. В результате общий порядок ПФ удваивается по сравнению с порядком НЧ-прототипа.

Передаточную функцию ПФ удобно представлять произведением сомножителей второго порядка H ₁(р), H ₂(р), H ₃(р) и т. д. Каждый из этих сомножителей реализуется в виде активного RC -звена второго порядка, а полученные звенья соединяются каскадно, образуя полную схему ПФ. Звенья ARC-фильтров в общем случае являются типовыми (одинаковыми) для фильтров, имеющих одинаковое расположение полосы пропускания на шкале частот.

3. Пример расчета полосового LC -фильтра

Согласно заданию на курсовую работу на входе полосового фильтра действуют периодические радиоимпульсы (рис. 1.1) с параметрами: период следования импульсов T _и = 800 мкс; длительность импульсов t _и = 200 мкс; период несущей частоты T _н = 33,3 мкс; амплитуда колебаний несущей частоты U_{m .н} = 5 В. Фильтр должен обеспечить максимально допустимое ослабление в полосе пропускания А_max = D A = 3 дБ. Полное ослабление на границах полос непропускания А _пол = 24,2 дБ. Сопротивления нагрузок фильтра слева и справа R _г = R _н = 1 кОм (рис. 2.2). Характеристика фильтра аппроксимируется полиномом Чебышева.

3.1. Расчет амплитудного спектра
радиоимпульсов

Прежде чем приступать непосредственно к расчету фильтра, необходимо определить частотный состав сигнала, поступающего на вход фильтра, т. е. рассчитать и построить график амплитудного спектра периодических радиоимпульсов, взяв за основу рис. 1.2.

Вначале находится несущая частота:

Затем рассчитывают частоты нулей огибающей спектра. Они зависят от длительности импульса:

Максимальное значение огибающей в виде напряжения, соответствующее частоте f _н, находится по формуле

Зная максимальное значение и расположение нулей по оси частот, строим огибающую дискретного спектра периодических радиоимпульсов в виде пунктирной кривой в масштабе по оси частот (рис. 1.2).

Внутри огибающей находятся спектральные составляющие или гармоники спектра с частотами f_i, где i – номер гармоники. Они располагаются симметрично относительно несущей частоты, зависят от периода следования импульсов и находятся по формуле

.

Учитывая, что

рассчитываем частоты гармоник, лежащих только справа от f _н:

Частоты гармоник, лежащих слева от f _н, будут:

Амплитуды напряжения i -ых гармоник находятся по формуле

где K = t _и/ T _н – количество периодов несущих колебаний косинусоидальной формы в импульсе. Например, на рис. 1.1 К = 4, а в рассматриваемом примере К = 6.

Из анализа рис. 1.2 видно, что главный «лепесток спектра» занимает диапазон частот от 25 до 35 кГц. Крайние частоты диапазона совпадают с нулями огибающей, поэтому их амплитуды равны нулю, в частности U_{m .4} = 0, U_{m .(–4)} = 0.

После расчета амплитуд по (3.2) их значения отражаются в виде дискретных составляющих внутри огибающей спектра (рис. 1.2).

Полезно обратить внимание на характерную особенность спектра, связанную с понятием скважности импульсов. Если скважность q, т.е. отношение периода следования импульсов T _и к длительности импульсов t _и, равна целому числу, то в спектре отсутствуют гармоники с номерами, кратными скважности. В рассматриваемом примере q = 4, поэтому в спектре будут отсутствовать (совпадать с нулями огибающей) 4, 8, 12 и т.д. гармоники слева и справа от несущей частоты.

Дата добавления: 2015-07-02