Управляемые выпрямители

Iа = Id /2.

Id = Ud /RH.

Среднее значение тока через каждый диод в два раза меньше тока нагрузки:

К запертому вентилю прикладывается обратное напря­жение, равное напряжению на вторичной обмотке трансформатора, так как анод неработающего диода присоединен к одной фазе, а его катод через прово­дящий диод, падение напряжения на котором в предпо­ложении идеальности вентиля равно нулю,— к другой фазе вторичной обмотки трансформатора. Максимальное значение обратного напряжения равно двойной амплиту­де фазного напряжения:

(8.2)

Действующее значение токов вторичной обмотки трансформатора

Поскольку во вторичных обмотках токи проходят поочередно и имеют противоположные направления, по первичной обмотке проходит чисто синусоидальный ток. Действующее значение этого тока с учетом коэффи­циента трансформации трансформатора п = w₁/w₂.

Следует отметить, что дополнительное подмагничивание сердечника трансформатора отсутствует, так как постоянные составляющие токов вторичных обмоток направлены встречно.

Расчетную (типовую) мощность трансформатора определяем по формуле

Р _тр = (Р ₁ + P ₂)/2 = 1,48 U_dI_d = 1,48 Р_d. (8.3)

Из временных диаграмм (рис. 8.2, б) видно, что напряжение на нагрузке достигает максимума дважды за период напряжения сети. Поэтому частота основной гармоники пульсирующего напряжения равна удвоенной частоте сетевого напряжения. Для определения коэф­фициента пульсаций нужно найти амплитуду основной гармоники, разложив в ряд Фурье несинусоидальное выпрямленное напряжение. Для рассматриваемой схемы

U _~1, = (2/3) U_d.

Следовательно, коэффициент пульсаций

K _п= U _~1/ U_d» 0,67.

Мостовая схема выпрямителя. Другим вариантом однофазного двухполупериодного выпрямителя является мостовая схема (рис. 8.3, а). Она состоит из трансформа­тора и четырех диодов, яв­ляющихся плечами моста. К од­ной диагонали моста при­ложена переменная ЭДС вто­ричной обмотки трансформа­тора е₂ , во вторую диаго­наль включена нагрузка R _н.

При положительной полу­волне ЭДС вторичной обмот­ки трансформатора е₂ (ин­тервал 0 — p на рис. 8.3, б) ток i _2,3, вызванный действием этой ЭДС, проходит по це­пи: точка а с положитель­ным потенциалом — открытый диод Д ₂ — резистор R _н — от­крытый диод Д ₃ — точка b с отрицательным потенциалом. Диоды Д ₁и Д₄ при этом заперты.

Через полпериода (интервал p — 2p) потенциал точ­ки а станет отрицательным, а точки в — положитель­ным. Диоды Д ₂ и Д ₃закроются и ток i _1,4 будет проходить от точки в через диод Д ₄, нагрузку R _ни диод Д ₁к точке а. Таким образом, ток i_d через нагрузку R_H в оба полупе­риода проходит в одном направлении. При этом положи­тельным полюсом мостового выпрямителя является узел связи катодов диодов Д ₂, Д ₄, а отрицательным — узел связи анодов диодов Д ₁ , Д ₃.

Среднее значение выпрямленных напряжения и тока, а также среднее значение тока вентиля мостовой схемы получаются такими же, как и в схеме с нулевым выводом. Обратное напряжение неработающего вентиля опреде­ляется фазным напряжением одной вторичной обмотки, поэтому максимальное значение обратного напряжения в мостовой схеме в два раза меньше [ср. с форму­лой (8.2)]:

Во вторичной обмотке ток проходит дважды за период и при активной нагрузке имеет форму синусоиды. Вынужденного намагничивания сердечника трансформа­тора нет. Расчетную мощность трансформатора опреде­ляем по формуле

P _тp = l,23 P_d. (8.4)

Преимущества мостовой схемы выпрямления перед схемой с выводом нулевой точки:

1) максимальное обратное напряжение, прикладываемое к неработающим вентилям, в два раза меньше;

2) меньше расчетная мощность [ср. формулы (8.3) и (8.4)], обеспечивающая лучшее использование трансформатора;

3) при расчет­ном значении ЭДС е₂ , совпадающем с напряжением сети, мостовую схему можно питать непосредственно от сети (без трансформатора).

Недостатком мостовой схемы следует считать наличие четырех вентилей (по сравнению с двумя вентилями в схеме с нулевым выводом).

Внешняя характеристика выпрямителя. Внешняя (нагрузочная) характеристика выпрямителя, выра­жающая зависимость изменения напряжения на нагрузке U_d при изменении тока нагрузки I_d, описывается уравне­нием:

U_d = U_{d 0} = ( ∆ U_d + ∆ U _тр + I_dR _ф), (8.5)

где U_d0 — среднее значение выпрямленного напряжения при холостом ходе (I_d =0); ∆ U_d — среднее значение напряжения на вентилях (вентиле) одного плеча; ∆ U _тр — среднее значение падения напряжения в обмотках трансформатора, отнесенное ко вторич­ной обмотке; R _ф — активное сопротив­ление последовательно включенных с сопротивлением нагрузки элементов сглаживающего фильтра (см. рис. 8.1).

С ростом I_d увеличиваются все со­ставляющие падений напряжений чле­ны в скобках уравнения (8.5), что при­водит к снижению выпрямленного напряжения U_d. Семейство внешних ха­рактеристик показано на рис. 8.4.

При отсутствии фильтра напряжение холостого хода определяется уравнением (8.5). С ростом тока нагрузки напряжение U_d снижается незначительно (кривая 2),так как ∆ U_а и ∆ U _тр невелики, а I_dR _ф= 0.

При наличии простейшего емкостного фильтра напряжение холостого хода определяется амплитудным напряжением фазы трансформатора, а снижение напря­жения U_d с ростом I_d происходит более резко (кривая 1). Еще более резко снижается напряжение на нагрузке (кривая 4) при наличии RC- фильтра(см. рис. 9.3), т.к. заметную величину составляет сопротивление R _ф. При включении LC-фильтра (см. рис. 9.2) активное сопротивление последовательного элемента фильтра R _Ф определяется активным сопротивлением провода обмотки дросселя, которое обычно невелико. Поэтому снижение напряжения U_d с ростом I_d значительно меньше (кривая 3).

Мостовая схема выпрямителя. Схема мостового выпрямителя трехфазного тока (схема Ларионова) показана на рис. 8.6, а. В ней последовательно соединены две трехфазные выпрямительные группы: анодная (аноды электрически соединены) Д ₁ , Д₃ , Д ₅и катодная (катоды электрически соединены) Д ₂ , Д ₄ , Д ₆ , каждая из которых повторяет работу трехфазного выпрямителя с нулевым выводом (рис. 8.5, а). Поэтому при таком же значении ЭДС вторичной обмотки трансформатора Е ₂ , как и в схеме с выводом нулевом точки, в данной схеме среднее зна­чение выпрямленного напряжения U_d в два раза больше: U_d = 2,34 E ₂.

Временные диаграммы трехфазных ЭДС вторичных обмоток трансформатора показаны на рис. 8.6, б. Положи­тельные полуволны синусоиды открывают диоды катодной группы, а отрицательные полуволны — диоды анодной группы. При этом в схеме одновременно пропускают ток два диода: один из катодной группы, потенциал анода ко­торого наиболее высокий относительно нулевой точки трансформатора, и второй из анодной группы, потенциал катода которого наиболее низкий. Например, в интервал времени t ₁ —t ₂(рис. 8.6, б) наиболее высокий положитель­ный потенциал будет на аноде диода Д ₂ (е_2а), а наиболее высокий отрицательный — на катоде диода Д ₃ (е_2b). Поэто­му ток замыкается по цепи: фаза а — диод Д ₂ — нагрузка R _н — диод Д ₃ — фаза b. В момент времени t ₂ЭДС фаз b и с сравниваются по значению, а затем (интервал времени t ₂ — t ₃) более отрицательной становится ЭДС фазы с, которая прикладывается к катоду диода Д ₅. Поскольку в этом интервале времени наиболее положи­тельной является ЭДС фазы а, диод Д ₂ продолжает проводить ток (i _а2 на рис. 8.6, в),однако в катодной группе открывается диод Д ₅(при этом диод Д ₃ запи­рается), через который ток замыкается по цепи: фаза а — диод Д ₂ — нагрузка R_H — диод Д ₅ — фаза с. В интер­вале времени t ₃— t ₄ продолжает пропускать ток i_{a 5}диод д ₅ анодной группы, однако в катодной группе ток проходит через диод Д₄, поскольку наиболее положи­тельной является ЭДС фазы b, в цепь которой включен этот диод, и т. д. (см. рис. 8.6, в).

Ток нагрузки i_d является пульсирующим с часто­той пульсации по первой гармонике f ₁= 6 f _c. Форма напря­жения U_d на нагрузке повторяет форму тока i_d.

Поскольку длительность прохождения тока через диод равна трети периода (2я/3), среднее за период значение тока через диод

I_а = I_d /3.

Обратное напряжение на диоде в трехфазных схемах с нулевым выводом и мостовой — одинаково. Поэтому, с учетом формулы (8.8), можно записать

(8.9)

Разложение в ряд Фурье несинусоидальной кривой выпрямленного напряжения в этом случае для основной гармоники

U _~1 = 0,057 U _d. (8.10)

Следовательно, коэффициент пульсаций

К_п = U_~1/U_d = 0,057. (8.11)

По сравнению со схемой с нулевым выводом мосто­вая схема имеет следующие преимущества:

1) возможность отсутствия трансформатора при напряжении сети, соответствующем необходимому значе­нию выпрямленного напряжения;

2) увеличение частоты пульсаций в два раза (300 Гц по сравнению с 150 Гц при стандартной частоте сетево­го напряжения) и уменьшение коэффициента пульсаций более чем в четыре раза [см. формулы (8.7) и (8.11)], что уменьшает габаритные размеры и массу сглажи­вающего фильтра;

3) лучшее использование диодов по напряжению [см. выражение (8.9)], что дает возможность получать высокие выпрямленные напряжения.

Характер внешней характеристики трехфазных выпря­мителей такой же, как и у однофазных выпрямителей.

Для большинства потребителей выпрямители должны обеспечивать возможность плавного регулирования выпрямленного напряжения в широких пределах. Это достигается применением управляемых выпрямителей.

Однофазный управляемый выпрямитель. Управ­ляемым называют выпрямитель, содержащий управ­ляемые диоды и позволяющий регулировать уровень выпрямленного напряжения. Рассмотрим принцип ра­боты однофазного управляемого выпрямителя на приме­ре схемы с нулевым выводом (рис. 8.7, а) при активной нагрузке. Вентильными элементами в этой схеме являют­ся тиристоры.

В схеме на неуправляемых вентилях (см. рис. 8.2, а) напряжение на нагрузке (см. рис. 8.2, б) соответствует положительным полуволнам синусоидального напряже­ния на вторичной обмотке трансформатора Тр, а диоды начинают проводить ток в момент перехода напряжения через нуль ( w t = 0, p, 2p...). В схеме же на управляемых тиристорах ТР ₁и ТР ₂(рис. 8.7, а) момент открыва­ния тиристоров определяется моментом подачи на управ­ляющий электрод импульсов управления U_y (рис. 8.7, в). При подаче таких импульсов в моменты времени w t ₁и w t ₂тиристоры открываются с со­ответствующей задержкой по отношению к моментам пе­рехода напряжения через нуль, т.е. в общем случае с фазовым сдвигом a = w t, где w — угловая частота на­пряжения сети.

Угол a, отсчитываемый от точки естественного отпирания вентилей и выраженный в градусах, называют углом управления. Поскольку управляющие импульсы подаются синхронно с частотой выпрямленного напряжения, то угол управления для обоих тиристоров остается постоянным.

В интервалы времени 0 — w t 1 и я — w t ₂ мгновенное значение напряжения на нагрузке равно нулю (см. рис. 8.7, б — штриховые линии), так как оба тиристора заперты, а в моменты времени w t ₁ и w t ₂ оно возрастает скачком, изменяясь затем по синусоидальному закону, до момента перехода напряжения через нуль. Изменение угла управления позволяет регулировать выпрямленное напряжение U_d.

Среднее значение выпрямленного напряжения для произвольного значения угла управления

(8.12)

Для неуправляемого режима (a = 0)

U_do = 2E_2m / p, (8.13)

следовательно, при a ≠ 0

U_do = U_do (l+cosa)/2. (8.14)

Выражение (8.14) представляет собой уравнение регулировочной характеристики выпрямителя (рис. 8.8, а). При a= 0среднее значение выпрямленного напряжения [формула (8.13)] макси­мально и равно нулю, как следует из формулы (8.14), при a = p.

Внешняя характеристика управляемого выпрямителя с учетом потерь имеет такой же вид, как и для неуправ­ляемого выпрямителя (см. § 8.2). На рис. 8.8, б показана характеристика при различных значениях угла управле­ния a.Так как с увеличением угла управления среднее значение выпрямленного напряжения уменьшается, то характеристики сдвигаются вниз относительно оси ординат.

Трехфазный управляемый выпрями-ель. Рассмотрим особенности трехфазных управляемых выпрямителей на примере схемы с нулевым выводом (рис. 8.9, а) при активной нагрузке.

Момент времени включения тиристоров и длитель­ность их работы определяются углом управления a, отсчет которого производят от угла естественного вклю­чения p/3, сдвинутого влево от максимума синусоидаль­ного напряжения фаз вторичных обмоток трансформа­тора.

При работе на активную нагрузку с изменением угла управления можно выделить два характерных режима работы выпрямителя: непрерывных токов и прерывистых токов. Первый имеет место, если угол управления находится в пределах 0 ≤ a ≤ p/6, второй — при p/6 ≤ a ≤ 5p/6.

Временные диаграммы напряжения и тока трехфаз­ного управляемого выпрямителя в режиме непрерыв­ных токов показаны на рис. 8.9, б. В этом режиме ток нагрузки i,t непрерывный, а среднее значение выпрямлен­ного напряжения определяется выражением (за начало отсчета времени принимаем точку 0').

Временные диаграммы напряжения и тока рассматри­ваемого выпрямителя в режиме прерывистых токов пока­заны на рис. 8.9, в. В этом режиме ток нагрузки i_d пре­рывистый, а выпрямитель потребляет от сети реактивную мощность. Среднее значение выпрямленного напряжения

(8.16)

При a = 5p/6 выпрямленное напряжение равно нулю. Используя выражения (8.15) и (8.16), можно построить регулировочные характеристики трехфазного выпря­мителя.

Системы управления выпрямителями. Сущность управ­ления выпрямленным напряжением заключается, как отмечалось, в задержке момента включения тиристора по отношению к моменту его естественного отпирания. Включение тиристоров со сдвигом фазы a (угол управления) производится импульсными сигналами, которы­ми обычно являются импульсы прямоугольной формы малой длительности, либо кратковременными импульса­ми с крутым передним фронтом. Система управле­ния предназначена для формирования управляющих импульсов подобной формы и подачи их на управляющие электроды с требуемым фазовым сдвигом.

Существуют разнообразные системы управления. Все они, однако, состоят из трех основных элементов, как показано на структурной схеме системы управления (рис. 8.10).

Входное устройство создает многофазное напряжение, синхронизированное с напряжением питающей сети. Фазосдвигающее устройство обеспечивает требуемый сдвиг фазы управляющих импульсов и тем самым опре­деляет угол регулирования. Обычно вместо одного фазосдвигающего устройства вы­полняют индивидуальные фазосдвигающие устройства для каждой цепи управления. Выходное устройство фор­мирует и усиливает импульс управления. В маломощных выпрямителях в качестве выходных устройств часто применяют блокинг-генераторы, в мощных выпрями­телях — импульсные генера­торы на тиристорах.

Различают фазосдвигающие устройства горизон­тального и вертикального управления. При горизонталь­ном управлении формирование управляющего импульса осуществляется при переходе питающего напряжения через нуль, а его фазовый сдвиг обеспечивается изме­нением фазы питающего напряжения.

Более высокое быстродействие имеют фазовращающие устройства вертикального управления, исполь­зуемые в управляемых выпрямителях на тиристорах и в различных устройствах автоматического управления. Принцип вертикального управления поясняет рис. 8.11.

При вертикальном управлении осуществляется срав­нение двух включенных последовательно напряжений: регулируемого по уровню u, и переменного напряжения и, синхронизированного с напряжением сети (см. рис. 8.11, а, б, в). Обычно применяется пилообразная форма напряжения и (линейно изменяющаяся во вре­мени), но иногда используют синусоидальное или экспо­ненциальное напряжение. Для сравнения напряжений используется транзистор (рис. 8.11, а). В момент ра­венства сравниваемых напряжений (рис. 8.11, в) транзистор опрокидывается, формируя импульс управле­ния u _у (рис. 8.9, г). Необходимая форма, амплитуда и длительность импульса управления обеспечиваются выходным устройством.

Дата добавления: 2013-12-13