Выделение ОБП с помощью многофазной модуляции

(фазоразностный способ формирования ОБП)

В системах многофазной модуляции n – фазная система напряжений высокой частоты модулируется n – фазной системой напряжений низкой частоты. Каждая фаза представляет собой самостоятельную систему амплитудной модуляции (АМ), в которой образуются колебания несущей частоты и двух боковых полос. В общем случае число n должно быть больше двух. Напряжения как высокой так и низкой частоты в соседних фазах должны быть сдвинуты на

.

Идея выделения ОБП при многофазной модуляции заключается в том, что при суммировании составляющих всех фаз в общей нагрузке должны оказаться подавленными несущая частота и одна из боковых полос. Результатом суммирования является выделенный однополосный сигнал, например,

или

.

Уяснить идею метода легче, рассмотрев несколько частных случаев.

1. Трёхфазная модуляция. Структурная схема метода представлена на рис.28.10, а.

В этом случае n = 3 и напряжения в фазах сдвинуты соответственно на 120⁰ и 240⁰. В системе требуется три АМ генератора, работающих на общую нагрузку. АМ генераторы отличаются друг от друга только тем, что сигналы на них (модулируемый и модулирующий) подаются со сдвигами в 120⁰ и 240⁰. На рис.28.10, а указаны положительные сдвиги, но они могут быть и отрицательные. Также по одному сигналу сдвиг может быть положительный, а по другому – отрицательный. От этого зависит, сигнал какой боковой полосы (нижней или верхней) будет выделен. Принцип подавления колебания несущей частоты и одной боковой полосы поясняется векторной диаграммой рис.28.10, б. Чтобы понять векторную диаграмму, напомним общее выражение АМ колебания (24.5), когда модулируемый и модулирующий сигналы имеют начальные фазы и , отличные от нуля:

. (28.4)

Если на выходе каждого АМ генератора существуют несущие колебания одинаковой амплитуды, то результирующее несущее колебание оказывается равным нулю, так как векторы несущих колебаний в этом случае образуют замкнутый треугольник.[11] Точно также, при равенстве амплитуд создаваемых в каждом генераторе боковых колебаний при принятых положительных фазовых сдвигах сигналов векторы колебаний верхних боковых частот (полос) ВБП образуют замкнутый треугольник, а векторы колебаний нижних боковых частот (полос) НБП оказываются в фазе и складываются алгебраически.

2. Четырёхфазная модуляция. В этом случае n = 4 и фазовые сдвиги между напряжениями в фазах АМ равны 90⁰, 180⁰ и 270⁰. Векторная диаграмма выходного сигнала при четырёхфазной модуляции показана на рис.28.11.

Векторная диаграмма построена на основании (28.4) при положительных сдвигах напряжений в фазах модуляции. Поэтому, как и при трёхфазной модуляции, подавленными на выходе оказываются колебания несущей и верхней боковой частоты (полосы) ВБП. На нагрузке выделяется колебание нижней боковой частоты (полосы) НБП. Для полного подавления несущего колебания и одной боковой полосы требуется полная амплитудная симметрия АМ генераторов и обеспечение требуемого сдвига фаз на несущей частоте и во всей полосе модулирующих частот.

3. Двухфазная (квадратурная) модуляция. Выше отмечалось, что многофазная модуляция формирования однополосного сигнала возможна при числе фаз больше двух. Если выбрать число фаз n = 2, то есть осуществить два амплитудно-модулируемых генератора с напряжениями, сдвинутыми на 180⁰, то, в чём нетрудно убедиться, используя (28.4) или соответствующую векторную диаграмму, колебание несущей частоты будет подавлено, а колебания боковых частот (полос) просуммируются. Обратим внимание, что если реализовать описанную систему при n = 2, то мы получим рассмотренную ранее схему двухтактно-параллельного БМ (рис.28.1, б и рис.28.4, б).

Если обратиться к векторной диаграмме для выходного сигнала при четырёхфазной модуляции (рис.28.11), то можно видеть, что если взять две соседние системы, напряжения в которых имеют фазовый сдвиг 90⁰, то в суммарном сигнале одна боковая частота (полоса) будет отсутствовать (в примере рис.28.11 отсутствует ВБП), а на выходе будут колебания несущей и другой боковой частоты (в примере рис.28.11 колебания НБП). При этом амплитуда результирующего колебания несущей частоты определяется как корень квадратный из суммы квадратов несущих колебаний с выхода каждой фазы.[12] Избавиться от несущего колебания на выходе системы можно, используя в каждой фазе вместо АМ генератора, обеспечивающего на выходе несущее колебание и две боковые частоты (полосы), балансный модулятор (БМ), на выходе которого будут только колебания боковых частот (полос). Схема такой системы представлена на рис.28.12 и носит название квадратурной схемы формирования однополосного сигнала (формирования ОБП).

Недостатком всех систем многофазной модуляции является требование амплитудной симметрии всех фаз, что является необходимым, но ещё недостаточным условием для подавления несущего колебания и колебания одной боковой частоты (полосы). Другим недостатком является необходимость создания нескольких напряжений (определяется числом фаз), сдвинутых на определённый угол. Если не будет обеспечен требуемый сдвиг напряжений, то даже при полной амплитудной симметрии фаз не будет полного подавления несущего колебания и одной боковой частоты (полосы). Равно как не будет полного сложения выделяемой ОБП. Основная трудность состоит в создании низкочастотных напряжений, так как в этом случае требуется обеспечить фиксированный фазовый сдвиг в некоторой полосе частот. Тем не менее эта задача успешно решается и существуют широкополосные фазовращатели, обеспечивающие в требуемой полосе частот необходимый фазовый сдвиг с точностью ±1⁰. Обеспечить необходимый фазовый сдвиг на фиксированной несущей частоте проще.

Достоинство многофазной модуляции – возможность формирования ОБП непосредственно на рабочей частоте.

Фазофильтровый способ формирования однополосного сигнала.

Структурная схема фазофильтрового способа формирования сигнала ОБП представлена на рис.28.13.

Процесс формирования однополосного сигнала в фазофильтровой схеме основывается на принципе квадратурной (многофазной) модуляции. В схему также входят два фильтра нижних частот, позволяющие исключить из схемы сложные широкополосные фазосдвигающие устройства (фазовращатели).

На балансные модуляторы БМ1 и БМ2 поступают сигналы модулирующей частоты и два напряжения поднесущей частоты F ₀: U ₀cosΩ₀t и U ₀cos(Ω₀t + 90⁰), сдвинутые по фазе на 90⁰. На выходах указанных модуляторов, которые считаем абсолютно идентичными, соответственно получаем напряжения[13]

(28.5)

где m – в данном случае коэффициент пропорциональности, связанный с коэффициентом амплитудной модуляции; Ω₀ = 2 πF ₀; Ω = 2 πF.

Эти напряжения поступают на фильтры нижних боковых полос ФНБП1 и ФНБП2 соответственно, на выходах которых создаются напряжения

(28.6)

где k ₁, k ₂ – коэффициенты передачи по напряжению соответствующих фильтров; – фазовые сдвиги создаваемые соответствующими фильтрами на разностной частоте (на частотах НБП).

Если фазовые сдвиги, создаваемые фильтрами на одной и той же частоте одинаковы, то напряжения на выходах фильтров оказываются сдвинутыми ровно на 90⁰. Далее работа оконечной части схемы, включающей балансные модуляторы БМ1^/ и БМ2^/ и фазовращатель на 90⁰ на частоте f аналогична квадратурной схеме формирования однополосного сигнала (рис.28.12). При положительном фазовом сдвиге +90⁰ на частоте f на выходе схемы (рис.28.13) будет выделен суммарный сигнал НБП. При этом на приёмной стороне потребуется восстановить частоту f – F ₀. Если на частоте f обеспечить фазовый сдвиг –90⁰, то выделится сигнал ВБП. Соответственно на приёмной стороне потребуется восстановить частоту f + F ₀.

Таким образом, при фазофильтровом способе формирования однополосного сигнала два низкочастотных напряжения с неизменным фазовым сдвигом в 90⁰ получаются с помощью фазовращателя на фиксированной частоте Ω₀, что не связано с особыми трудностями. Однако при данном способе формирования однополосного сигнала предъявляются жёсткие требования к амплитудным и особенно к фазовым характеристикам фильтров боковых полос. Создание двух ФНЧ с абсолютно идентичными фазовыми характеристиками в интересующей полосе частот может оказаться невыполнимой задачей.

При фазофильтровом способе формирования однополосного сигнала поднесущая частота F ₀ может быть выбрана из условия[14]

,

где F_МИН и F_МАКС – соответственно минимальная и максимальная частота в спектре модулирующего сигнала.

В этом случае поднесущая частота соответствует середине спектра сигнала низкой (модулирующей) частоты (рис.28.14). При таком выборе поднесущей частоты верхние боковые полосы (ВБП) на выходах балансных модуляторов БМ1 и БМ2 имеют обычный вид, занимая полосу частот от (F ₀ + F_МИН) до (F ₀ + F_МАКС), и отличаются только тем, что колебания в них сдвинуты на 90⁰. Нижние боковые полосы (НБП) образуются двумя группами спектра, расположенными слева и справа от F ₀. При этом обе группы спектра НБП начинаются с нуля, то есть при F = 0. Соответственно, границы первой группы заключаются в интервале частот от F = 0 до

.

Границы второй группы спектра заключаются в интервале частот от F = 0 до[15]

.

Как видим, обе группы спектра НБП занимают один и тот же интервал частот. Следовательно, фильтры нижних боковых частот ФНБП1 и ФНБП2 должны иметь полосу частот от F = 0 до

,

что в два раза уже ширины спектра модулирующего сигнала.[16] На выходах БМ1 и БМ2 сигналы НБП отличаются только сдвигом колебаний по фазе на 90⁰.

Описанная спектральная картина колебаний на выходах БМ1 и БМ2 представлена на рис.28.15.

Обратим внимание, что вторую группу спектра НБП можно назвать «перевёрнутой», так как верхним частотам модуляции F_М, находящимся в интервале частот

F_МАКС ≥ F_М > F ₀,

соответствуют более высокие частоты, чем при выборе поднесущей частоты F ₀ > F_МАКС, как это делается при других способах формирования сигнала ОБП, рассмотренных выше.

Выражения (28.5) применительно к схеме Уивера справедливы для модулирующих частот в интервале F ₀ ≥ F_М ≥ F_МИН. Для модулирующих частот в интервале F_МАКС ≥ F_М ≥ F ₀ следует считать, учитывая, что физический смысл имеют положительные частоты,

(28.5^/)

Соответственно выражения (28.6) также справедливы для модулирующих частот в интервале F ₀ ≥ F_М ≥ F_МИН, а для модулирующих частот в интервале F_МАКС ≥ F_М ≥ F ₀ следует считать

(28.6^/)

Считая балансные модуляторы БМ1^/ и БМ2^/ абсолютно идентичными, получаем напряжения на их выходах при F ₀ ≥ F_М ≥ F_МИН

(28.7)

где K – коэффициент преобразования БМ; ω = 2 πf.

Учитывая (28.6^/), при модулирующих частотах в интервале F_МАКС ≥ F_М ≥ F ₀ соответственно получаем

(28.8)

Если фильтры боковых полос ФНБП1 и ФНБП2 абсолютно идентичны, то результирующий сигнал U _Σ на выходе схемы в интервале модулирующих частот F ₀ ≥ F_М ≥ F_МИН, как следует из (28.7), определяется вторыми слагаемыми, соответствующими нижним боковым полосам на выходах БМ1^/ и БМ2^/. В интервале модулирующих частот
F_МАКС ≥ F_М ≥ F ₀ результирующий сигнал U _Σ на выходе схемы, как следует из (28.8), определяется первыми слагаемыми, соответствующими верхним боковым полосам на выходах БМ1^/ и БМ2^/.

Для выделения полезного сигнала на приёмной стороне, как уже отмечалось, потребуется восстановление частоты f – F ₀ (или ω – Ω₀).

Как следует из (28.5), (28.6), (28.5^/), (28.6^/) при Ω = Ω₀, что имеет место при частоте модулирующего сигнала F_М = F ₀, гармонические сигналы НБП на выходах БМ1 и БМ2, соответственно и на выходах фильтров ФНБП1 и ФНБП2 отсутствуют. Эффект модуляции пропорционален уровню выходного постоянного напряжения (тока).[17] Очевидно, выходные цепи БМ в этом случае не могут быть выполнены с использованием трансформаторов. В качестве нагрузки следует использовать резисторы. При этом предпочтительной может оказаться двухтактно-параллельная схема БМ (см. рис.28.1, б; рис.28.4, б; рис.28.5, б).

Многоканальная передача с использованием сигнала ОБП

Выше мы отмечали, что ОМ широко применяется в многоканальной радиосвязи. Это объясняется следующими соображениями.

Допустим, что с помощью передатчика надо передать N сообщений. Пусть максимальная величина колебательного напряжения (аналогично можно рассуждать относительно максимальной величины полезной гармоники выходного тока), которая может быть допущена на выходе передатчика, равна U_{М МАКС}. Так как это напряжение создаётся сигналами всех сообщений, то при равномерном распределении его между сообщениями на одно сообщение (один канал) приходится напряжение

соответственно колебательная мощность, приходящаяся на один канал,

,

где P _{~ МАКС} – максимальная колебательная мощность, возможная на выходе передатчика.

Последнее выражение показывает, что при многоканальной передаче резко уменьшается колебательная мощность, приходящаяся на один канал (одно сообщение). При одновременной передаче всех сообщений суммарная мощность в нагрузке передатчика

.

Как видим, суммарная мощность оказывается в N раз меньше максимальной возможной мощности передатчика.

Статистический анализ многоканальных сигналов (сообщений) показывает, что при большом числе каналов маловероятно одновременное совпадение максимальных уровней сигналов по всем каналам, что позволяет несколько увеличить выходной уровень сигнала на один канал по сравнению с равномерным распределением. Это обстоятельство позволяет несколько увеличить мощность на один канал, однако в целом не спасает положение.
Дальность и надёжность связи напрямую связаны с уровнем мощности выходного сигнала сообщения.

Плохое использование мощности передатчика при многоканальной работе требует серьёзного увеличения его мощности для обеспечения уверенного приёма. Иные условия создаются при радиосвязи на ОБП. Большой эквивалентный выигрыш в мощности при ОМ в значительной мере компенсирует проигрыш в использовании мощности передатчика при многоканальной работе.

На рис.28.16 представлена структурная схема формирования однополосного сигнала, соответствующего многоканальному сообщению. Схема иллюстрирует формирование сигнала для передачи четырёх сообщений: F ₁, F ₂, F ₃, F ₄. Объединением двух таких схем можно сформировать сигнал для передачи восьми сообщений и т.д. Из приведенной схемы (рис.28.16) видно, что свободная боковая полоса одного канала используется для другого.

Необходимо отметить, что передача нескольких сообщений по одному передатчику более целесообразна, нежели для каждого канала использовать свой передатчик, даже однополосный. В последнем случае потребовалось бы занять более широкую полосу частот в эфире с учётом взаимной нестабильности рабочих частот передатчиков.

При многоканальной работе значительно повышается требование линейности усиления. Нелинейность усиления приводит к перекрёстным искажениям. Для обеспечения линейного усиления в маломощных каскадах однополосных передатчиков используют режим класса А, а в мощных – класса В. Кроме того, при необходимости весь усилительный тракт передатчика охватывают специальными видами отрицательной обратной связи.

При настройке однополосные передатчики испытывают на перекрёстные искажения путём одновременной модуляции двумя сигналами разных звуковых частот с равными амплитудами. При этом амплитуды колебаний комбинационных частот модуляции в выходном сигнале не должны превышать (1 – 3)% от амплитуд колебаний полезных частот.

Примечание: Настоящей лекцией мы завершили рассмотрение вопросов осуществления АМ в генераторах радиопередающих устройств. Следует обратить внимание, что АМГ в передатчике и смеситель или преобразователь частоты в радиоприёмнике являются родственными устройствами. Отличие только в том, что на выходе АМГ получают колебания суммарной и разностных частот, а на выходе смесителя или преобразователя частот надо иметь одно из этих колебаний, что достигается соответствующей реализацией фильтрующих систем (при выделении ОБП решается подобная задача). Сказанное относится и к балансным модуляторам (существуют балансные смесители).

Вопросы для самоконтроля знаний по теме лекции 28:

1. Изобразите АМ колебание при модуляции одним тоном с коэффициентом модуляции m = 1 и соответст-
вующее ему колебание верхней (нижней) боковой частоты. Опишите колебания. Как изменится вид ко-
лебаний при m = 0,5?

2. Представьте схему БМ, соответствующую рис.28.1, при использовании, например, генераторов

• с пентодной модуляцией;
• с коллекторной модуляцией.

Поясните схемы.

3. Опишите достоинства и недостатки диодного АМГ. Покажите пути протекания составляющих тока диода
в схемах рис.28.2. Дайте пояснения.

4. Покажите пути протекания токов в схеме диодного БМ рис.28.4.

5. Укажите на схеме кольцевого БМ рис.28.7 транзисторы, соответствующие АМГ двухтактно-па-
раллельного БМ (рис.28.4, б) и АМГ двухтактного БМ (рис.28.4, а). Поясните их соответствие схеме
рис.28.5.

6. Определите фазовые сдвиги колебаний ВБП и НБП в схемах многофазной модуляции при n = 3
(рис.28.10, а) и при n = 4, используя (28.4), при соответствующих положительных сдвигах фаз. Какие сле-
дует ввести фазовые сдвиги, чтобы выделить другую боковую полосу.

7. Получите соотношения (28.7) и (28.8). Как они изменятся, если один из фазовых сдвигов сделать – 90⁰?
А если оба фазовых сдвига сделать по – 90⁰? Какая частота при этом должна быть восстановлена на при-
ёмной стороне?

8. Поясните формирование группового однополосного сигнала, соответствующего многоканальному сооб-
щению по схеме рис.28.16.

9. Чему будет равна выходная мощность передатчика, если все N сообщений окажутся абсолютно одинако-
выми?

10. Почему при передаче N сообщений суммарная мощность каналов передатчика оказывается равной
, а при передаче одного сообщения по всем каналам она достигает значения P _{~ МАКС} ?

[1] См. лекцию 24.

[2] Операцию однополосной модуляции также называют транспонированием (переносом по частоте) модулирующего сигнала в область более высоких частот с инверсией или без инверсии спектра.

[3] Передатчики одной боковой полосы (ОБП) обозначаются в зарубежной и часто в отечественной радиолюбительской литературе как SSB передатчики (от английских слов Single Side Band – одна боковая полоса; используется также написание: Single Sideband).

[4] При остатке несущей (10…20)% выражение (**) принимает вид I _~ = I_{А 1, К 1} = (0,8…0,9) I _{1 НОМ} . Соответственно выигрыш по мощности будет (0,8²…0,9²):0,5² = 2,56…3,24 раза вместо 4 раз.

[5] Представляется, что корректнее было бы использовать для рассматриваемых ниже устройств, например, название модулируемый генератор по балансной схеме (см. сноску 2 в лекции 24). Тем не менее, в технике радиопередающих устройств принято краткое название «балансный модулятор», отражающее суть балансной схемы и однозначно понимаемое специалистами.

[6] Схема рис.28.1, б встречается в книгах: Линде Д.П. Радиопередающие устройства. – М.: Энергия, 1969 и Грэй Л., Грэхэм Р. Радиопередатчики. – М.: Связь, 1965. Однако в последней книге неправильно указана полярность подачи модулирующего сигнала.

[7] Если принять начальное смещение на диоде равным нулю и считать ВАХ диода выходящей из начала координат (рис.28.3), то для получения линейной зависимости амплитуды тока первой гармоники при изменении смещения угол отсечки тока не должен оказываться меньше 60⁰, для чего необходимо иметь
U _Ω ≤ U_ω cos60⁰ = 0,5 U_ω. В общем случае из-за нелинейности ВАХ диода на нижнем участке, чтобы нелинейные искажения и уровень нерабочих составляющих спектра тока диода не превышали допустимых значений, амплитуда напряжения модулирующего сигнала требуется ещё меньше и должна быть порядка (0,05…0,1) U_ω. Получаемый при этом коэффициент модуляции тока m ≤ 5…7%.

[8] Наибольшую опасность представляют комбинационные частоты ω ± n Ω, так как они могут попасть в полосу, занимаемую полезным сигналом. Например, спектр модулирующих частот Ω _МИН …Ω _МАКС и при n = 3 оказывается ω ± 3Ω _МИН = ω ±Ω _МАКС. При n = 2 ещё больше частот может оказаться в полосе.

[9] Согласованные пары диодов, биполярных и полевых транзисторов (подобно «балансным» транзисторам для двухтактных генераторов. См. лекцию 15).

[10] При использовании таких фильтров первая поднесущая частота может быть выбрана не выше 25 кГц.

[11] Можно убедиться в равенстве нулю результирующего колебания, алгебраически просуммировав три слагаемых:

[12] Вектор результирующего колебания несущей частоты совпадает с гипотенузой прямоугольного треугольника, с катетами которого совпадают векторы несущих колебаний фаз. О таких складываемых сигналах говорят, что они находятся в «квадратуре».

[13] Очевидно, можно говорить о токах, создающих эти напряжения. В данном случае удобнее говорить о напряжениях, что никак не отражается на описании сути рассматриваемого метода. Просто описание получается нагляднее.

[14] Соответствует так называемой схеме Уивера.

[15] Обратим внимание, что физический смысл имеют только положительные частоты.

[16] При АМ с несущей и двумя боковыми полосами занимаемая колебанием полоса частот равна 2 F_МАКС, а при ОМ с полностью подавленной несущей занимаемая полоса частот (F_МАКС – F_МИН). При рассматриваемом способе формирования ОБП полоса результирующего колебания в два раза уже: (F_МАКС – F_МИН)/2.

[17] Обратим внимание, что при постоянном напряжении (токе), то есть при частоте F = 0, фазовые сдвиги обоих ФНЧ равны нулю.

Дата добавления: 2014-01-04