Электрофизические свойства полупроводников

Полупроводники являются тем материалов, на свойствах которого разработаны элементы, широко применяемые в информационной технике: германий, кремний, арсенид галлия — в качестве основного материала; бор, фосфор, сурьма, индий и некоторые другие вещества — в качестве примесей.

В кристаллической решетке четырехвалентного полупроводника, каковыми являются германий и кремний, каждый атом связан с четырьмя соседними атомами с помощью двух валентных электронов по одному от каждого атома. Такая связь называется ковалентной. При ее образовании электрон принадлежит уже не одному, а обоим связанным между собой атомам, т. е. является для них общим (рис. 3, а). В результате внешний слой электронной оболочки каждого из атомов кристаллической решетки имеет как бы по восемь электронов, т. е. является целиком заполненным, а следовательно, электронная оболочка каждого атома представляет устойчивую к внешним воздействиям систему. В таком кристалле все валентные электроны прочно связаны между собой и свободных электронов, которые могли бы участвовать в переносе зарядов, нет. Такую кристаллическую структуру имеют химически чистые (беспримесные) полупроводники при температуре абсолютного нуля, когда они обладают свойствами идеальных изоляторов.

Рис.3. Кристаллическая структура химически чистого полупроводника (а), полупроводника с донорной (б) и акцепторной (в) примесью

Под действием внешних факторов (например, при повышении температуры) отдельные электроны атомов кристаллической решетки приобретают энергию, достаточную для освобождения от ковалентных связей, и могут перейти из валентной зоны в зону проводимости, став свободными. Этот процесс носит вероятностный характер.

При освобождении электрона из ковалентной связи в последней возникает свободное место (не занятый электроном энергетический уровень), обладающее положительным зарядом, равным по абсолютному значению заряду электрона. Такое освободившееся в ковалентной связи место называется дыркой, а процесс образования пары «свободный электрон — дырка»—генерацией. В дырку может «перескочить», валентный электрон из заполненной ковалентной связи соседнего атома. В результате ковалентная связь в одном атоме восстановится (этот процесс называют рекомбинацией), а в соседнем разрушится, образуя в нем дырку. Такое перемещение дырки по кристаллу равносильно перемещению положительного заряда.

При отсутствии внешнего электрического поля дырки перемещаются в кристалле хаотически. Если же приложить к кристаллу разность потенциалов, то под действием созданного электри­ческого поля движение дырок становится упорядоченным (так же, как и движение свободных электронов, но в противоположном направлении) и в кристалле возникает электрический ток. Таким образом, проводимость полупроводника обусловлена перемещением как отрицательно заряженных свободных электронов, так и положительно заряженных дырок. Соответственно различают два типа проводимости — электронную, или проводимость N-типа, и дырочную, или проводимость Р-типа.

В химически чистом полупроводнике число дырок всегда равно числу свободных электронов и электрический ток в нем создается одновременным переносом зарядов обоих знаков. Такую электронно-дырочную проводимость называют собственной проводимостью полупроводника. Она зависит от температуры, освещенности, облучения и тому подобных энергетических воздействий на полупроводник.

Для создания полупроводниковых элементов широко применяют полупроводники, у которых часть атомов в узлах кристаллической решетки замещена атомами вещества с другой валентностью. Такие полупроводники называют примесными. С четырехвалентными германием и кремнием используют пятивалентные (мышьяк, сурьма, фосфор) и трехвалентные (бор, алюминий, индий, галлий) примеси.

В случае пятивалентной примести (рис. 3, б) четыре валентных электрона примесного атома совместно с четырьмя электронами соседних атомов основного вещества образуют ковалентные связи, а пятый валентный электрон оказывается лишним.

Даже при комнатной температуре «лишние» электроны легко освобождаются от своих атомов, переходя в зону проводимости. При этом в узлах кристаллической решетки образуются положительно заряженные ионы атомов примеси, которые в отличие от дырок являются неподвижными. Полупроводники, электропроводность которых обеспечивается благодаря избытку свободных электронов, называют полупроводниками N-типа, а примеси, их создающие,— донорными.

Наряду с электронной проводимостью в полупроводнике N-типа могут образоваться и отдельные дырки при генерации пар «свободный электрон — дырка» за счет тепловой энергии. Поэтому электроны в полупроводнике N-типа называют основными, а дырки—неосновными носителями зарядов.

При введении трехвалентной примеси (рис. 3, в) в одной из ковалентных связей каждого примесного атома отсутствует электрон, т. е. образуется дырка. Валентные электроны примеси расположены на энергетическом уровне, находящемся вблизи от зоны валентных электронов собственного полупроводника. Поэтому электроны валентной зоны легко захватываются трехвалентными атомами примеси и дырки перемещаются по кристаллической решетке, являясь основными носителями зарядов. Трехвалентные примеси называют акцепторными, а полупроводники с такой примесью — полупроводниками Р-типа. Подобно предыдущему случаю, за счет тепловой энергии могут генерироваться пары «электрон—дырка», создающие свободные электроны, представляющие в полупроводнике Р-типа неосновные носители.

Проводимость полупроводников N- и Р-типа называют примесной в отличие от собственной проводимости химически чистого полупроводника.

1.2. ЭЛЕКТРОННО-ДЫРОЧНЫЙ ПЕРЕХОД

Электронно-дырочным или РN - переходом называют тонкий слой полупроводника между двумя областями, одна из которых представляет полупроводник Р-типа, а другая N- типа. Такие переходы получают, например, вплавленном соответствующих примесей в пластинки, вырезанные из монокристалла полупроводника.

Все полупроводниковые элементы основаны на физических процессах, происходящих в РN-переходе и прилегающих к нему РN-областях.

Концентрации основных носителей заряда в РN-областях могут быть равны или существенно различаться. В первом случае РN-переход называют симметричным, во втором – несимметричным. Чаще используют несимметричные переходы.

Рассмотрим процессы в электронно-дырочной структуре, предполагая, что концентрация акцепторной примеси в Р-области больше, чем концентрация донорной примеси в N-области (рис.4, а). Различие концентраций примесей создает различие и в концентрациях носителей, так как концентрация дырок в Р-области больше концентрации свободных электронов в N-области.

Так как дырки и свободные электроны подвижны, они диффундируют внутри кристаллов полупроводника, как перемещаясь в своей области, так и переходя из одной области в другую. Поскольку концентрация дырок в Р-области выше, в основном происходит переход дырок из Р-области в N- область, как показывают стрелки на рис. 4, а. Эти переходы носителей создают диффузионный ток.

Если бы электроны и дырки были нейтральными, то диффузия в конечном итоге привела бы к полному выравниванию их концентраций по всему объему кристалла. Однако этого не происходит по следующей причине. Напомним, что отдельно взятая область полупроводника электрически нейтральна (например, в N-области общий отрицательный заряд свободных электронов равен общему положительному заряду ионов донорных атомов). Дырки, переходя из Р-области в N-область, рекомбинируют с частью электронов N-области, в результате чего положительно заряженные ионы донорной примеси образуют приграничный слой с положительным зарядом (рис. 4, б). Подобным же образом уход дырок из Р-области влечет образование приграничной области с некомпенсированными отрицательными зарядами ионов акцепторной примеси.

Рис.4. PN-структура:

а – диффузионные токи (○- дырки, ● – электроны); б – равновесное состояние ( – ионы донорной и – акцепторной примеси); в – концентрация дырок (P) и свободных электронов (N) в равновесном состоянии; г – распределение потенциала; д – энергетическая зонная диаграмма

Аналогично происходит диффузионное перемещение электронов из N-области в Р-область, приводящее к тому же эффекту, т. е образованию зарядов с противоположным знаком в приграничном слое между Р- и N-областями. Этот приграничный слой и представляет РN-переход.

Пространственные заряды образуют в переходе электрическое поле, направленное так, что оно препятствует дрейфу носителей. В самом деле, дырка, подошедшая к границе со стороны Р-области, возвращается обратно положительно заряженными ионами N-области, так как одноименные заряды отталкиваются. Подобным же образом отрицательно заряженные ионы Р-области отталкивают в глубь N-области электроны, подошедшие из нее к границе вследствие диффузии.

Это перемещение (выталкивание) носителей под действием электрического поля называют дрейфовым током. Так как дрейфовый ток направлен навстречу диффузионному, процесс накапливания зарядов в РN-переходе происходит до тех пор, пока дрейфовый ток не уравновесит диффузионный. При таком динамическом равновесном состоянии в кристалле устанавливается (рис. 4, в) концентрация дырок (Р) и свободных электронов (N), показывающая, что РN-переход представляет слой с пониженным содержанием носителей (так называемый обеднённый слой), который определяет относительно высокое электрическое сопротивление РN-перехода.

Разность потенциалов, образованную приграничными зарядами, называют контактной разностью потенциалов U_K (рис. 4, г) или потенциальным барьером, препятствующим прохождению тока через PN-переход.

1.3. СВОЙСТВА PN-СТРУКТУРЫ ПРИ ВОЗДЕЙСТВИИ ВНЕШНЕГО НАПРЯЖЕНИЯ

Свойства РN -структуры изменяются, если к ней приложить внешнее напряжение. Характер этих изменений зависит от значения и полярности приложенного напряжения.

Рассмотрим случай, когда внешнее напряжение противоположно по знаку контактной разности потенциалов (рис. 5,а). В этом случае дырки Р-области, отталкиваясь от приложенного к этой области положительного потенциала внешнего напряжения, приближаются к границе между областями и, скомпенсировав заряд части ионов акцепторов в приграничной зоне, сужают ширину РN- перехода, лежащую в Р-области. Аналогично, электроны N- области, отталкиваясь от отрицательного потенциала, приложенного к этой области, компенсируют заряды части ионов доноров, сужая ширину PN-перехода в N-области (рис. 5, б).

Рис. 5. PN-структура при прямом внешнем напряжении (а), концентрация носителей в ней (б) и распределение потенциала (в)

В итоге концентрация носителей в переходе возрастает и они приближаются к границе, разделяющей Р- и N-области. Носители, имеющие наибольшие значения энергии, преодолевают узкий и невысокий (равный разности U_К – U_прям, как показано на рис. 5, в) потенциальный барьер и переходят границу. Это нарушает равновесие между диффузионным и дрейфовым токами. Диффузионный ток становится преобладающим и появляется результирующий ток через переход.

С увеличением внешнего напряжения ток возрастает неограниченно, так как создается основными носителями, концентрация которых в обеих областях велика и непрерывно восполняется источником внешнего напряжения (так, на смену электронам N-области, рекомбинировавшим с дырками, перешедшими границу, от отрицательного полюса внешнего источника поступают новые свободные электроны).

Процесс введения носителей заряда через электронно-дырочный переход при понижении высоты потенциального барьера в область полупроводника, где эти носители являются неосновными, называется инжекцией. В рассмотренном случае дырки инжектируются из Р-области в N-область, где являются неосновными носителями, и создают большую часть тока (напомним, что рассматриваемая структура принята несимметричной с концентрацией акцепторов, большей, чем концентрация доноров). Одновременно происходит инжекция части электронов из N-области в Р-область, где они также являются неосновными носителями и, рекомбинируя с частью дырок, «вносят свой вклад» в создание тока, протекающего через PN- структуру.

Рассмотренная полярность внешнего напряжения, приводящая к снижению потенциального барьера, называется прямой, открывающей, а созданный ею ток прямым.

Рассмотрим теперь процессы в РN-структуре, к которой от внешнего источника приложено напряжение противоположной полярности (рис. 6, а). Под действием электрического поля источника дырки Р-области притягиваются, смещаются к отрицательному потенциалу внешнего напряжения. Аналогично свободные электроны N-области смещаются к положительному потенциалу внешнего напряжения. Таким образом, основные носители зарядов отодвигаются внешним полем от границы, разделяющей Р- и N-области, увеличивая ширину РN-перехода (рис. 6,б).

В итоге концентрация носителей заряда в РN-переходе снижается, а его электрическое сопротивление возрастает. Такая полярность внешнего напряжения называется обратной, запирающей. Потенциальный барьер при этом возрастает до U_К + U_обр (рис. 6, в). Количество основных носителей, способных преодолеть этот барьер, резко сокращается и диффузионный ток стремится к нулю.

Рис. 6. PN-структура при обратном внешнем напряжении (а), концентрация носителей в ней (б) и распределение потенциала (в)

Тем не менее, при обратном напряжении наблюдается протекание тока I_обр. Этот ток в отличие от прямого определяется носителями не примесной, а собственной проводимости. Они обозначены на рис. 6, а единственным электроном в Р-области и единственный дыркой в N-области. Электрическое поле ионов РN-перехода и внешнего напряжения, т. е U_К + U_обр, не является потенциальным барьером для этих, неосновных для своих областей носителей, а наоборот, втягивает их в РN-переход (отрицательно заряженный электрон Р-области притягивается как положительно заряженными ионами доноров N-области, так и положительным полюсом источника внешнего напряжения; аналогично влияет на дырку N-области поле ионов акцепторов Р-области и отрицательный полюс источника). Под действием сил электрического поля эти носители перемещаются, как указывают исходящие из них стрелки, создавая обратный ток.

Значение обратного тока практически не зависит от внешнего обратного напряжения. Это объясняется тем, что в единицу времени количество генерируемых пар «электрон – дырка» при неизменной температуре остается неизменным, и при U_обр, равном десятым долям вольта, все носители собственной проводимости уже оказываются вовлеченными в создание обратного тока. Такое значение обратного тока называется током насыщения и обозначается I₀.

В заключение отметим, что в литературе наряду с терминами «прямое (обратное) приложенное напряжение» используются термины «РN-переход, смещенный в прямом (обратном) направлении».

1.4. ВОЛЬТ-АМПЕРНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РN-ПЕРЕХОДА

Вольт-амперная характеристика, т. е. зависимость тока, протекающего через РN-переход, от значения и полярности приложенного к нему напряжения, достаточно хорошо соответствует выражению

где I₀ — ток насыщения; q — заряд электрона; К — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура; U — внешнее прило­женное напряжение.

Рис. 7. Вольт-амперные характеристики РN-перехода

Вольт-амперная характеристика реального РN-перехода (рис. 7, а) совпадает с кривой, соответствующей вышерассмотренному выражению до значений обратного напряжения, близких к U_обр. При дальнейшем увеличении U_обр наступает пробой РN-перехода, при котором обратный ток резко возрастает.

Различают два вида пробоя: электрический (обратимый) и тепловой (необратимый, выводящий полупроводниковый прибор из строя). Сущность электрического пробоя состоит в том, что под действием сильного электрического поля электроны освобождаются от ковалентных связей и получают энергию, достаточную для преодоления высокого потенциального барьера. Двигаясь с большой скоростью в РN-переходе, электроны сталкиваются с нейтральными атомами и ионизируют их, в результате чего по­являются новые свободные электроны и дырки. Этот процесс носит лавинообразный характер и приводит к резкому увеличению обратного тока.

Если не ограничить обратный ток (например, включив последовательно с переходом резистор), то электрический пробой перейдет в тепловой, при котором за счет тепловой энергии происходит энергичная генерация пар «электрон — дырка», приводящая к резкому увеличению обратного тока. Увеличение тока приводит к повышению температуры и, значит, к дальнейшей генерации носителей. Процесс нарастает лавинообразно и приводит к изменению структуры кристалла, выводя его из строя.

Так как повышение температуры усиливает генерацию пар «электрон — дырка», увеличивая собственную проводимость полупроводника, изменения температуры особенно сильно влияют на значение обратного тока, определяемого этим видом проводимости. Для германиевых и кремниевых РN-переходов обратный ток насыщения возрастает вдвое при повышении температуры на каждые 10°С.

Прямой ток РN-перехода значительно меньше зависит от температуры. Это объясняется тем, что он определяется в основном количеством носителей примесной проводимости, которая зависит от концентрации примесей и при изменениях температуры почти не меняется.

Влияние температуры на вольт-амперную характеристику РN-перехода показано на рис. 7, б.

Верхний предел рабочих температур для германиевых приборов 70-90, а кремниевых — 120-150°С.

2. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ АВТОМАТИКИ

2.1. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ диоды

Полупроводниковым диодом называют полупроводниковый прибор с двумя выводами и одним РN-переходом.

По конструктивно-технологическим признакам диоды подразделяют на точечные и плоскостные, сплавные и диффузионные; по функциональному назначению и принципу образования РN-перехода — на выпрямительные, стабилитроны.

Рис. 8. Конструкция полупроводниковых диодов (а, б); условные обозначения выпрямительного диода (в)

На рис. 8, а схематически изображена РN-структура сплавного германиевого диода, полученного вплавлением индия в пластинку полупроводника N-типа.

На рис. 8, б приведена структура кремниевого диода, полученного эпитаксиальным выращиванием N-слоя на подложке из кремния N+-типа, с дальнейшей диффузией бора, создающего P+-область, через окно в защитной пленке двуокиси кремния. Верхний и нижний выводы присоединены к слоям металла, обеспечивающего омические переходы с РN-структурой, которая помещена в защитный металлический корпус. Условное изображение диодов (рис. 8, в) не зависит от их конструкции.

Вольт-амперная характеристика диодов представляет не что иное, как вольт-амперную характеристику РN-перехода (см. рис. 7).

Кратко рассмотрим особенности и обозначения полупроводниковых диодов различных типов.

Выпрямительные диоды. Это диоды, предназначенные для преобразования (выпрямления) переменного тока в постоянный. Их выполняют на сплавных и диффузионных несимметричных РN-пере-ходах. Они характеризуются малым сопротивлением в прямом направлении и позволяют пропускать большие токи (до десятков и сотен ампер) при допустимых обратных напряжениях до 1000 В. Емкость PN-перехода из-за большой его площади относительно велика (десятки пикофарад), и, следовательно, переходные процессы в них (длительность перехода из открытого состояния в запертое и наоборот при перемене полярности приложенного напряжения) протекают относительно долго.

Основными параметрами выпрямительных диодов являются: допустимое обратное напряжение U_обр, которое диод может выдержать в течение длительного времени без нарушения работоспособности; средний прямой ток I_прср — наибольшее допустимое значение постоянного тока, протекающего длительно в прямом направлении; максимально допустимый импульсный прямой ток I_пр при указанной в паспорте наибольшей длительности импульса; средний обратный ток I_обрср — среднее за период значение обратного тока; среднее прямое напряжение U_прср — падение напряжения на открытом диоде; средняя рассеиваемая мощность Р_срд — средняя за период мощность, выделяющаяся в диоде при выпрямлении переменного тока.

При создании выпрямительных схем может возникнуть необходимость получить выпрямленный ток, превышающий предельно допустимое значение для одного диода. В этом случае применяют параллельное включение однотипных диодов (рис. 9, а). Для выравнивания токов, протекающих через диоды, последовательно с диодами целесообразно включать добавочные резисторы R_доб порядка нескольких Ом. Иначе из-за значительных различий прямых сопротивлений диодов токи, протекающие через отдельные диоды, могут превысить допустимые значения и вывести их из строя.

Рис. 9. Параллельное (а) и последовательное (б) включение выпрямительных диодов

В высоковольтных цепях приходится использовать последовательное соединение диодов (рис. 9, б). Обратное напряжение, распределяясь между диодами, пропорционально их сопротивлению в закрытом состоянии, может превзойти допустимое на отдельных диодах. Для выравнивания обратных сопротивлений целесообразно параллельно каждому диоду включать резистор R_ш порядка 100 кОм. В этом случае обратное напряжение разделится поровну между всеми диодами.

Стабилитроны. Это диоды, использующие участок вольт-амперной характеристики РN-перехода, соответствующий обратному электрическому пробою. Стабилитрону, как показывает само название, свойственна стабильность, неизменность падения напряжения на нем при изменениях в несколько раз тока, протекающего через него. Благодаря этому свойству стабилитроны широко применяют в качестве источников опорного напряжения, которое должно оставаться неизменным при каких-либо изменениях других параметров схемы. Применяются они и как стабилизаторы напряжения при небольших мощностях нагрузки.

Работу стабилитрона иллюстрирует схема рис. 10, б. Во избежание теплового пробоя последовательно со стабилитроном всегда включают резистор R₀, ограничивающий ток I_ст, который является обратным током для РN-структуры стабилитрона. При изменениях входного напряжения ΔU_вх(рис. 10, в) изменяется ток ΔI_ст и падение напряжения от этого тока на R₀. Значения тока I_ст и его изменений определяются точками А, В и С пересечения вольт-амперной характеристики РN-перехода и прямых, проведенных под углом arctg R₀ из точек U_вх и его изменений, отложенных на осиU_обр. Точка А определит значение U_ст при среднем значении U_вх, а точки В и С — изменения ΔU_ст при изменениях ΔU_вх.

Рис. 10. Условное обозначение (а), схема включения (б) и вольт- амперная характеристика (а) стабилитрона

Дифференциальное сопротивление стабилитрона на участке ВС

Если напряжение U_вх может изменяться в обе стороны от своего среднего значения, то точку А выбирают на середине линейного участка вольт-амперной характеристики стабилитрона, причем

Перейдя к приращениям, запишем.

а подставив ΔI_ст, получим

откуда

При R₀>>r_диф получим, что ΔU_ст << ΔU_вх и стабилизация тем лучше, чем больше отношение R₀/r_диф.

Основными параметрами стабилитронов являются: напряжение стабилизации U_ст; минимальный ток стабилизации I_ст, при котором наступает устойчивый электрический пробой РN-перехода; максимальный ток стабилизации I_max. При котором мощность, рассеиваемая на стабилитроне, не превышает допустимого значения; дифференциальное сопротивление r_диф; максимальная мощность рассеяния Р_mах, при которой еще не наступает тепловой пробой РN-перехода.

Выпускаются кремниевые стабилитроны на напряжения ста­билизации от 5 до 400 В и на мощности от 250 мВт до 50 Вт.

2.2. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ И СХЕМЫ ИХ ВКЛЮЧЕНИЯ

Биполярным транзистором называют полупроводниковый прибор с тремя выводами, имеющий два взаимодействующих электронно-дырочных перехода, которые образованы между тремя областями с чередующимися типами проводимости. В зависимости от порядка чередования областей различают транзисторы РNP и NPN-типов.

Средняя область называется базой (Б). Как будет показано далее, при включении транзистора в схему к одному из переходов оказывается приложенным прямое напряжение, а к другому — обратное. Переход, к которому приложено прямое напряжение, называют эмиттерным, а соответствующую наружную область — эмиттером (Э). Другой переход, смещенный в обратном направлении, называют коллекторным, а соответствующую наружную область — коллектором (К).

Рассмотрим принцип действия транзистора на примере РNР-структуры (рис. 11,а). Как указывалось, между базой и эмиттером к транзистору подают прямое напряжение U_БЭ, для которого эмиттерный переход открыт и, следовательно, под действием напряжения в доли вольта (см. характеристику РN-перехода на рис. 7, а) через него потечет значительный прямой ток эмиттера I_Э. Если бы концентрация примесей (а значит и носителей заряда) в эмиттере и базе была одинаковой, то ток через эмиттерный переход создавался бы перемещением одинакового числа дырок из эмиттера в базу и электронов из базы в эмиттер. Но в транзисторах концентрация носителей в базе во много раз ниже, чем в эмиттере, поэтому ток I_Э создается в основном дырками, инжектированными эмиттером в базу. Образно говоря, эмиттер «испускает» в базу дырки. Введенные в базу дырки пытаются рекомбинировать со свободными электронами базы, но так как последних мало, а область базы узкая, подавляющее большинство дырок успевает пройти через базу и достигнуть коллекторного РN-перехода, прежде чем произойдет рекомбинация. Небольшая же часть рекомбинировавших дырок создаст ток базы I_Б.

Рис. 11. Принцип действия биполярных транзисторов и их условные обозначения:

а и б – РNР-типа; в и г — NPN-типа; ○ — дырки;

● — электроны; , —ионы

Подойдя к коллектору, дырки начинают испытывать ускоряющее действие отрицательно заряженных ионов акцепторной примеси коллектора (они обозначены на рис. 11, а минусами в кружочках). Это поле для дырок является ускоряющим, и они втягиваются из базы в коллектор, «собираются» им, создавая ток коллектора I_K.

Учитывая небольшой процент дырок, рекомбинирующих с электронами в базе, можно считать, что

где a = 0,95-0,99 — коэффициент передачи тока эмиттера.

Так как напряжение U_БК является обратным, оно в десятки раз может превышать напряжение U_БЭ, которое, будучи прямым, является входным для транзистора (ср., например, вольт-амперную характеристику РN-перехода на рис. 7, а). Входной ток транзистора I_Э и его выходной ток I_K примерно равны. Поэтому мощность на выходе схемы U_БК I_K может оказаться намного больше, чем затрачиваемая во входной цепи U_БЭ I_Э. Это положение определяет усилительные свойства транзистора.

Принцип действия транзистора NРN-типа отличается только тем, что носителями зарядов в нем служат не дырки, а свободные электроны, обозначенные зачерненными кружками на рис. 11, в. Так как за положительное направление тока в электротехнике принято направление, противоположное направлению электронов, то эта условность нашла отражение как в направлении стрелок у токов I_Э, I_Б и I_K, так и в условном обозначении транзистора (рис. 11, г). При этом противоположными будут и полярности напряжений U_БЭ и U_КБ, оставаясь, как и в предыдущем типе транзистора, прямой — для эмиттерного и обратной — для коллекторного перехода.

Транзистор, имеющий входную и выходную цепи, можно рассматривать как четырехполюсник, а так как у транзистора только три вывода, то один из них должен быть общим, принадлежащим как входной, так и выходной цепи. Возможны три варианта схем включения транзисторов — с общей базой, с общим эмиттером и с общим коллектором.

Схема с общей базой (ОБ). Эта схема (рис. 12, а) по существу не отличается от схемы, рассмотренной на рис. 10, а. Входным сигналом является напряжение, поданное между эмиттером и базой U_вх=U_ЭБ, выходным — напряжение, выделяемое на нагрузке U_вых = I_KR_н, входным током — ток эмиттера I_вх=I_Э, выходным — ток коллектора I_вых=I_К.

Рис. 12. Схема включения (а) транзистора с общей базой, ее входные (б) и выходные (в) характеристики

Для оценки работы транзистора в разных схемах включения удобно рассматривать приращения входных и соответствующие им приращения выходных величин.

Коэффициент передачи тока эмиттера определится как

Рассматривая транзистор как усилитель, принято характеризовать его свойства коэффициентами усиления и значением входного сопротивления. Для схемы ОБ (параметры этой схемы отмечаются индексом «Б») коэффициент усиления по току

Входное сопротивление R_вхБ=ΔU_вх/,ΔI_вх, а так как входным напряжением является прямое для эмиттерного перехода напряжение U_ЭБ, то

и, следовательно, входное сопротивление схемы ОБ представляет сопротивление эмиттерного РN-перехода для прямого тока и составляет обычно единицы — десятки Ом.

Коэффициент усиления по напряжению

т. е. определяется соотношением сопротивления нагрузки и входного.

Коэффициент усиления по мощности

тоже определяется соотношением сопротивлений.

Наиболее полное представление о связях между параметрами схемы дают входные и выходные характеристики. Для схемы ОБ входная характеристика — это зависимость тока эмиттера от напряжения между эмиттером и базой при постоянном падении напряжения между коллектором и базой: I_Э=f(U_ЭБ) при U_КБ=const. На рис. 12, б приведены типичные характеристики, из которых видно, что они аналогичны прямой ветви вольт-амперной характеристики РN-перехода (см. рис. 7, а), причем изменения напряжения U_КБ слабо влияют на ток I_Э. Это объясняется тем, что оно почти целиком сосредоточено на коллекторном переходе и на прохождение зарядов через эмиттерный переход влияет незначительно. Поэтому в справочниках для транзистора приводят лишь две характеристики: одну для U_КБ=0 и другую при U_КБ=5 В.

Выходные характеристики для схемы ОБ (рис. 12, в) — это зависимость коллекторного тока от напряжения между коллектором и базой при постоянных значениях эмиттерного тока: I_K=f(U_KБ) при I_Э=const. Эти характеристики почти горизонтальны, потому что коллекторный ток определяется носителями, поставляемыми эмиттерным током и почти целиком проходящими через базу в коллекторный переход. При постоянстве тока эмиттера неизменно и количество носителей, создающих коллекторный ток.

При I_Э=0 эмиттер не поставляет носителей зарядов в коллекторный переход, тем не менее в коллекторной цепи протекает ток I_КБ0 соответствующий обратному току I₀ обычного РN-перехода (ср. рис. 7, а).

При перемене полярности источника питания Е_K напряжение U_КБ=Е_K – I_KR_н тоже изменит полярность, т. е. станет прямым для коллекторного перехода, и вызовет прямой ток, противоположный создаваемому эмиттером. В итоге результирующий ток I_K (как показано на рис. 12, в пунктиром) спадает до нуля при — U_КБ в десятые доли вольта. Участки характеристик, показанные пунктиром, практически не используются и в справочниках обычно не приводятся.

Схема с общим эмиттером (ОЭ). Для схемы с общим эмиттером (рис. 13) входным сигналом (так же, как для схемы ОБ) является напряжение между базой и эмиттером, однако входные характеристики представляют зависимость не эмиттерного, а базового тока от этого напряжения I_Б=f(U_БЭ) при постоянных напряжениях между коллектором и эмиттером (рис. 14,а). С увеличением напряжения U_КЭ ток I_Б снижается, потому что в области базы уменьшается вероятность рекомбинации носителей, поставляемых эмиттером, так как они быстрее втягиваются напряжением U_КЭ в коллектор.

Рис. 13. Схема включения транзистора с общим эмиттером

Выходными величинами, как и в схеме ОБ, в схеме ОЭ являются коллекторный ток I_К и напряжение на нагрузке U_вых = I_KR_н, а выходные характеристики — это зависимость тока коллектора от напряжения между коллектором и эмиттером при токе базы (входном токе схемы) как параметре (рис. 14, б). Транзистор в схеме ОЭ характеризуется коэффициентом передачи тока

имеющим значения b= 10-100.

Вид выходных характеристик резко различен в области малых (участок ОА) и относительно больших значений U_КЭ. Поясним это различие, пользуясь схемой рис. 14, в, из которой видно, что напряжение на переходе «база — коллектор» равно U_БК=U_КЭ – U_БЭ. Поэтому, пока |U_КЭ|<U_БЭ, напряжение на коллекторном переходе оказывается прямым, что резко уменьшает ток I_К (ср. пунктирные участки на выходных характеристиках рис. 12, в). При |U_КЭ|>U_БЭ напряжение на коллекторном переходе становится обратным, и следовательно, мало влияет на величину коллекторного тока, который определяется в основном током эмиттера или пропорциональным ему током базы (ср. участки выходных характеристик рис. 12, в при положительных напряжениях U_КБ).

Рис. 14. Входные (а) и выходные (б) характеристики схемы транзистора с общим эмиттером; в — схема определения полярности напряжения на коллекторном переходе

Отметим, что участок характеристики ОВ при I_Б=0 представляет обратную ветвь вольт-амперной характеристики РN-перехода и ей соответствует ток I_КЭ0.

Приведенные на рис. 12 и 14 характеристики транзисторов называются статическими, потому что они не учитывают перераспределение напряжений между транзистором и нагрузкой при изменении входного сигнала. Режим работы транзистора с нагрузкой называется динамическим.

Рассмотрим, как учесть влияние нагрузки в схеме ОЭ. Для этого из точки Е_К (рис. 14,б) проведем прямую под углом arctg R_н к оси токов. Тогда точка пересечения нагрузочной прямой, как называют эту линию, со статической выходной характеристикой определяет текущее значение тока I_К и распределение напряжения питания Е_Б между транзистором U_КЭ и нагрузкой I_КR_н для тока базы I_Б, являющегося параметром этой статической характеристики. На рисунке обозначены построения для точки пересечения р при I_Б =1 мА. Нетрудно видеть, что подача тока базы I_Б =2 мА приведет к перераспределению напряжений, определяемому точкой А, а при отсутствии сигнала — определяемому точкой В.

Обратим внимание, что нагрузочная прямая отсекает на оси токов отрезок, равный E_K/R_н, чем удобно пользоваться для ее построения.

Входная динамическая характеристика представляет собой зависимость тока базы (входного тока) от напряжения U_БЭ (входного напряжения) в динамическом режиме. Для ее построения надо для каждого напряжения U_КЭ, отмеченного как параметр на входных статических характеристиках (на рис. 14, а это U_КЭ=3; 11 и 22 В), определить с помощью нагрузочной прямой и выходных характеристик соответствующие токи базы (см. на рис. 3.23, б I_Б=2; 1 и 0 мА). Затем на входных статических характеристиках нужно отметить токи, соответствующие найденным токам базы (см. на рис. 14, а точки А', р' и В '), и, соединив их плавной кривой, получить входную динамическую характеристику транзистора (она нанесена пунктирной линией).

В заключение отметим, что режим, соответствующий точке А, называют режимом насыщения (при заданных значениях R_н и E_K ток I_K в точке А достигает наибольшего возможного значения). Режим, соответствующий точке В (входной сигнал равен нулю), а также точке С (входной сигнал отрицателен и запирает транзистор), называют режимом отсечки. Все промежуточные состояния транзистора с нагрузкой между точками А и В относятся к активному режиму его работы.

Оценим значения коэффициентов усиления схемы ОЭ (их обозначают индексом «Э»).

Коэффициент усиления по току

При a=0,98 k_IЭ=0,98/(1—0,98)»50.

Коэффициент усиления по напряжению

и коэффициент усиления по мощности

как и в схеме ОБ, зависят от отношения сопротивлений нагрузки и входного.

Рис. 15. Схема транзистора с общим коллектором (а), ее входные (б) и выходные (в) характеристики

Схема с общим коллектором (ОК). Эта схема (рис. 15, а) имеет входные характеристики, напоминающие характеристики схемы ОЭ, однако значения входных напряжений (ср. рис. 15, б и 14, а) в схеме ОК в сотни раз больше. Это объясняется тем, что прямое напряжение между эммитером и базой, необходимое для создания эмиттерного тока (ср. рис. 11, а), в схеме ОК создается как разность между выходным и входным напряжениями.

Выходные характеристики схемы ОК тоже близки к выходным характеристикам схемы ОЭ, хотя и отличаются большим наклоном в области I_Б>0.

Оценим коэффициенты усиления схемы ОК. Коэффициент усиления по току (коэффициент передачи тока) k_IK=ΔI_вых/ΔI_вх =ΔI_Э/ ΔI_Б можно выразить через коэффициент передачи тока схемы ОЭ, если учесть, что ΔI_Э =ΔI_К + ΔI_Б:

Коэффициент усиления по напряжению, как видно из схемы,

так как ∆U_БЭ<< ∆U_вх и, следовательно, усиление по напряжению отсутствует, т. е. ∆U_вых»∆U_вх. Равенство U_вых»U_вх при открытом транзисторе дало этой схеме название эмиттерного повторителя (U_вых «повторяет» U_вх).

Коэффициент усиления по мощности

2.3. ТИРИСТОРЫ

Тиристоры — это полупроводниковые приборы с тремя (и более) РN-переходами, которые имеют два устойчивых состояния и применяются как мощные ключи.

Диодные тиристоры (динисторы) имеют два вывода, от крайних чередующихся Р- и N-областей (рис. 16, а).

Рис. 16. Тиристор диодный (а), его условное обозначение (б), эквивалентная схема (в) и вольт-амперные характеристики (г)

Вывод соединенный с крайней Р-областью, называется анодом, а с крайней N-областью— катодом. Внешнее напряжение U является прямым по отношению к переходам П₁ и П₃ и обратным для перехода П₂, поэтому переходы П₁ и П₃ открыты (подобно открытым диодам), а переход П₂ заперт. В результате напряжение U почти целиком приложено к П₂ и через тиристор протекает лишь небольшой ток, являющийся обратным током I_o РN-перехода (ср. рис. 7, а).

С увеличением напряжения ток через тиристор несколько возрастает (участок ОВ характеристики на рис. 16, г), а при достижении напряжением, приложенным между анодом и катодом, значения U_вкл лавинообразно увеличивается, ограничиваясь только сопротивлением нагрузки. Поясним этот процесс.

Тиристор можно представить как два биполярных транзистора (рис. 16, в) T₁ (РNР-типа) и Т₂ (NРN-типа). Небольшое приращение тока ΔI_Э1 =ΔI вызывает (как в обычном транзисторе) приращение тока коллектора ΔI_К1, который, поступая в базу транзистора Т₂, вызывает приращение его коллекторного тока ΔI_K2 =ΔI_Б2b₂= ΔI_К1b₂, где b₂ — коэффициент передачи тока Т₂. Но ток коллектора второго транзистора, как показано на схеме, является базовым для первого (ΔI_K2 =ΔI_Б1), поэтому ток I_К1 в свою очередь увеличивается:

Рис. 17. Тиристоры триодные: управляемый по катоду (а); по аноду (б) и их вольт-амперные характеристики (в)

Этот процесс соответствует участку ВС вольт-амперной характеристики с отрицательным сопротивлением и переводит тиристор в открытое состояние, когда он ведет себя как диод в прямом направлении.

Чтобы запереть (погасить) тиристор, необходимо каким-либо образом уменьшить ток I, протекающий через него, до значения, меньшего удерживающего I_уд. Если напряжение U, питающее схему, переменное, то тиристор запирается в отрицательный полупериод, когда ток I достигает нуля, если же оно — постоянное, то для запирания тиристора применяют так называемые схемы гашения.

Перевод тиристора из запертого состояния в открытое можно вызвать не только повышением анодного напряжения, но и кратковременным увеличением тока базы в одном из транзисторов его эквивалентной схемы. Для этого от одной из баз делают вывод — управляющий электрод УЭ (рис. 16, в). Подавая импульс тока управления I_у, можно вызвать лавинообразное увеличение тока при U<U_вкл. Такие тиристоры называют триодными (управляемыми) тиристорами.

Различают тиристоры с управлением по катоду (если УЭ присоединен к базе транзистора Т₂, т. е. ближе к катоду, как показано на рис. 17, а) и с управлением по аноду (если УЭ присоединен к базе транзистора Т₁, как на рис. 17, б). При управлении по катоду на УЭ подается положительный импульс тока относительно катода (эмиттера Т₂), а при управлении по аноду — отрицательный относительно анода (эмиттера Т₁). Характеристики обоих видов управляемых тиристоров примерно одинаковы. Чем больше импульс тока управления, тем меньше напряжение между анодом и катодом, при котором включится тиристор.

3. ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

3.1. ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА УСИЛИТЕЛЕЙ

Усилитель — один из основных узлов различной аппаратуры в устройствах автоматики, телемеханики, вычислительной и информационно-измерительной техники. Классифицировать усилители целесообразно по роду используемых в них элементов: гидравлические, пневматические, магнитные, электромашинные, диэлектрические, на электронных лампах, на оптронах и т. п. В информационных системах наиболее распространены электронные усилители электрических сигналов на полупроводниковых приборах.

Электронные усилители удобно классифицировать по диапазону частот усиливаемых электрических сигналов.

1. Усилители низкой частоты (УНЧ). Частотный спектр сигналов лежит в пределах от десятков Гц до десятков кГц. Отношение верхней частоты к нижней f _в /f _н — от нескольких десятков до нескольких тысяч.

2. Усилители постоянного тока (УПТ), точнее, усилители медленно меняющихся сигналов. Диапазон частот от f _н=0 до f _в, нередко достигающей десятков и даже сотен кГц. Этот вид усилителей особенно широко используется в вычислительной и информационной технике.

3. Избирательные усилители. Они усиливают сигналы в очень узкой полосе частот (f _в/ f _н< 1,1). Их нагрузкой служат резонансные колебательные контуры, поэтому их называют также резонансными (полосовыми) и широко используют в радиоприемной аппаратуре при передаче информации.

4. Широкополосные (импульсные) усилители. Их частотный спектр распространяется от нескольких кГц (и ниже) до нескольких МГц (и выше). Они широко применяются в устройствах связи, радиолокации, телевидения и вычислительной техники (в частности, при выводе информации на дисплеи), где усиленный сигнал воспроизводится визуально на электроннолучевых трубках, поэтому их называют также видеоусилителями.

В зависимости от характера нагрузки и назначения различают также усилители: напряжения, тока и мощности, хотя такое деление условно, так как в любом случае по существу усиливается мощность.

Рассмотрим основные параметры и характеристики усилителей.

Коэффициент усиления. Коэффициент усиления по напряжению k_U=U_вых/U_вх различных усилителей достигает десятков тысяч. Часто для достижения необходимого k_U используют многокаскадные усилители, в которых U_вых предыдущего каскада является U_вх для следующего и общий коэффициент усиления равен произведению коэффициентов усиления каскадов:

Рис. 18. Усилитель как четырехполюсник

Коэффициент усиления — величина безразмерная. В ряде случаев принято усилительные свойства выражать в логарифмических единицах — децибелах:

Обратный переход осуществляют по формуле Для многокаскадного усилителя:

Используют также коэффициенты усиления по току k_I и мощности k_P, которые также можно выражать в децибелах:

потому что мощность пропорциональна квадрату напряжения или тока (P=U²/R=I²R).

Входное и выходное сопротивление. Усилитель можно рассматривать как активный четырехполюсник, к входным зажимам которого присоединен источник усиливаемого сигнала с ЭДС Е_вх и внутренним сопротивлением R_вт, а к выходным — сопротивление нагрузки R_н. Для выходной цепи усилитель представляет источник ЭДС Е_вых с внутренним сопротивлением R_вых (рис. 18).

Для усиливаемого сигнала усилитель характеризуется входным сопротивлением R_вх=U_вх/I_вх. Сопротивление R_вых определяют между выходными зажимами усилителя при отключенной нагрузке.

Протекающий от источника сигнала в усилитель ток и входное напряжение определяют формулами

Выходная мощность. При чисто активной нагрузке и синусоидальном напряжении

где U_вых и U_выхm — действующее и амплитудное значения выходного напряжения; I_выхm — амплитуда тока в нагрузке.

Рабочий диапазон усиливаемых частот (полоса пропускания). Это такая область частот, в которой коэффициент усиления изменяется не больше, чем это допустимо для того или иного вида усилителей (например, в УНЧ изменение k не должно превышать 3 дБ). Расширение полосы частот связано с усложнением схемы усилителя, поэтому обычно частотный диапазон сужают до минимальных пределов, в которых еще возможна качественная работа усилителя.

Амплитудно-частотная характеристика. Это зависимость коэффициента усиления (по напряжению) от частоты усиливаемого сигнала. Примерный вид ее для УНЧ показан на рис. 19, а.

Фазочастотная характеристика. Она представляет зависимость угла сдвига фаз j между входным и выходным напряжениями усилителя от частоты сигнала и имеет вид, приведенный на рис. 19, б.

Нелинейные искажения. Они представляют собой изменения формы кривой усиливаемого сигнала. Основная причина их возникновения — нелинейность характеристик усилительных элементов. На рис. 19, в в качестве примера приведена входная характеристика транзистора с ОЭ и показано, как искажается форма тока I_Б (t), т. е. входного тока усилителя, по сравнению с синусоидальной формой входного напряжения U_вх(t).

Рис. 19. Амплитудно-частотная (а) и фазочастотная (б) характеристики усилителя и возникновение нелинейных искажений сигнала (в)

В результате нелинейных искажений выходное напряжение усилителя содержит кроме основной (первой) еще и высшие гармонические составляющие. Степень искажения сигнала усилителем оценивается коэффициентом нелинейных искажений, представляющим квадратный корень из отношения мощностей всех высших гармоник выходного сигнала к полной выходной мощности:

или близким к нему коэффициентом гармоник

где U₁, U₂,...,U_n — действующие (или амплитудные) значения первой, второй и т. д. гармоник выходного напряжения при синусоидальном сигнале на входе.

3.2. КАСКАДЫ УСИЛИТЕЛЕЙ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ

В усилителях на биполярных транзисторах используют, как правило, схему включения с общим эмиттером, обеспечивающую усиление как по напряжению, так и по току (рис. 20, а).

В схеме (рис. 20, а) резисторыи , включенные между корпусом и точкой +Е_К образуют делитель для напряжения питания, часть которого, падающая на , создает напряжение U_БЭр, определяющее рабочую точку р' (рис. 20, б). Сопротивления делителя определяются из очевидных на

схеме соотношений

Рис. 20. Схема усилительного каскада с общим эмиттером (а) и анализ его работы на входной (б) и выходных (в) характеристиках транзистора

Ток делителя выбирают в пределах I_Д»(2-5)I_Бр. Чем больше I_д, тем стабильнее работает каскад, так как изменения токов I_K и I_Э, а значит, и тока базы I_Б= I_K – I_Э незначительно влияют на величину напряжения смещения. В то же время не следует выбирать ток делителя слишком большим, потому что это снижает КПД каскада из-за потерь энергии в делителе.

Допустим сначала, что U_вх = 0. Под действием напряжения U_БЭр через открытый РN-переход «эмиттер-база» протекает постоянный ток базы I_Бр. Разделительный конденсатор C_р1 не дает возможности постоянному току протекать через источник входного сигнала.

Транзистор открыт и находится в активной области. Его состояние определит точка р пересечения нагрузочной прямой, проведенной через точки E_K и E_K/R_K, отсекаемые на осях (рис. 20, в), с характеристикой, соответствующей току I_Бр. Постоянный коллекторный ток I_Kp, создавая падение напряжения I_KpR_K, определит исходное напряжение между эмиттером и коллектором U_КЭр. Так как через разделительный конденсатор С_р2 постоянное напряжение не проходит, выходное напряжение U_вых = 0. Рассмотренное состояние схемы называют режимом работы по постоянному току.

Пусть от источника входного сигнала поступает синусоидальное напряжение с амплитудой U_вхm. Под его действием согласно входной характеристике (рис. 20, б) появляется переменная составляющая базового тока, проходящая через конденсатор С_p1 по цепи: эмиттер-база-С_р1-источник сигнала, с амплитудой +I_Бm в положительный и –I_Бm в отрицательный полупериоды сигнала. Состояние коллекторной цепи транзистора изменяется и амплитуда коллекторного тока определится точками пересечения нагрузочной прямой с выходными характеристиками, соответствующими базовым токам I_Бр+I_Бm и I_Бр–I_Бm. Изменения коллекторного тока от I_Кр+I_Кm до I_Кр–I_Кm приводят к пульсации падения напряжения I_КmR_K и, следовательно, к пульсациям напряжения U_КЭ с амплитудой U_КЭm=E_K – I_КmR_K. Через конденсатор С_р2 эти пульсации поступают на выход U_вых= U_КЭm. Этот режим называют режимом работы по переменному току.

Из приведенных на характеристиках построений видно, что U_вхm»0,1 В, U_вхm»5 В, и, значит, коэффициент усиления по напряжению такого каскада k= U_выхm/ U_вхm = 5/0,1 = 50.

Следует обратить внимание, что положительному полупериоду входного напряжения (когда U_Бэр+U_вхm) соответствует отрицательный полупериод выходного напряжения (т. е. U_Кэр–U_выхm). Иначе говоря, между входным и выходным напряжениями существует сдвиг фаз, равный 180°. Для получения наименьших искажений усиливаемого сигнала рабочую точку р'следует располагать на середине линейного участка входной характеристики.

На рис. 20, а показана схема с фиксированным напряжением смещения. Она работает достаточно стабильно, но в ней изменения температуры вызывают «плавание» рабочей точки. Поэтому применяют различные способы термостабилизации режима работы транзисторных каскадов.

Напомним, что особенно сильно влияют изменения температуры на неуправляемый ток коллектора I_K0 (он увеличивается в 2 раза при повышении температуры на каждые 10°).

Рис. 21. Схема термостабилизации режима транзисторного каскада с помощью эмиттерной RС-цепочки

Наиболее распространена схема термостабилизации с помощью R_ЭС_Э -цепочки (рис. 21), в которой навстречу напряжению смещения , снимаемому с резистора , действует напряжение, возникающее на резисторе R_Э от протекания по нему постоянной составляющей тока эмиттера I_Э–. При увеличении температуры возрастет постоянная составляющая тока коллектора I_К–. Так как I_Э–= I_К–+I_Бр, то увеличение I_К– приведет к увеличению постоянной составляющей тока I_Э– и падения напряжения R_ЭI_Э– В результате напряжение U_БЭ=– R_ЭI_Э–, уменьшится, что приведет к уменьшению тока базы I_Бр, а следовательно, и тока I_К–, стабилизируя его. Для отвода от резистора R_Э переменной составляющей тока эмиттера I_Э~ включают шунтирующий конденсатор С_Э достаточно большой емкости (десятки микрофарад), сопротивление которого х_С=1/2pfC_Э мало для переменного тока.

3.3. АМПЛИТУДНО-ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА УСИЛИТЕЛЯ

В многокаскадном усилителе связь каскадов друг с другом можно осуществить тремя способами: непосредственная (гальваническая) связь, связь с помощью разделительных конденсаторов (емкостная) и с помощью трансформаторов (трансформаторная).

Рис. 22. Двухкаскадные усилители с емкостной межкаскадной связью

На рис. 22 приведена типичная схема транзисторных усилителей с емкостной межкаскадной связью.

Выяснить вид амплитудно-частотной характеристики усилителя удобно, ис­пользуя его эквивалентную схему при нижних, средних и верхних частотах усиливаемых сигналов. Рассмотрим эти схемы на примере связи первого и второго каскадов усилителя на биполярных транзисторах (рис. 22, а).

При пониженных частотах сигнала емкостное сопротивление разделительных конденсаторов х_Ср = 1/2pf_нС_р достаточно велико и их влияние на работу схемы необходимо учитывать. В то же время влияние небольших емкостей С_К и С₀ на нижних частотах несущественно, так как их емкостные сопротивления при этих частотах значительно больше, чем сопротивления элементов, с которыми они соединены параллельно. Емкость же конденсатора С_Э выбирается достаточно большой (единицы — десятки микрофарад), поэтому даже на нижних частотах его емкостное сопротивление оказывается значительно меньше сопротивления резистора R_Э, а значит, падением напряжения на R_ЭС_Э -цепочке можно пренебречь. В результате эквивалентная схема каскада для нижних частот диапазона, на который рассчитан усилитель, приобретает вид, показанный на рис. 23, а.

Увеличение сопротивлений конденсаторов С_р1 и С_р2 приводит к тому, что падение напряжения на них возрастает, амплитуда базового I_Бm и коллекторного I_Km токов уменьшается, снижается переменная составляющая напряжения U_КЭm и амплитуда выходного напряжения, равная разности U_выхm= U_КЭm– U_Ср2m, падает даже при неизменной на всех частотах амплитуде входного напряжения U_вхm, а коэффициент усиления k=U_выхm/ U_вхm снижается. Поэтому амплитудно-частотная характеристика каскада имеет «завал» в области нижних частот.

С увеличением частоты усиливаемого сигнала и переходом в область средних частот емкостные сопротивления разделительных конденсаторов уменьшаются настолько, что падением напряжения на них можно пренебречь. Сопротивления же емкостей С_К и С₀ на средних частотах остаются еще достаточно большими и не влияют на амплитудно-частотную характеристику каскада. Поэтому эквивалентная схема для средних частот приобретает вид, показанный на рис. 23, б, где за нагрузочное сопротивление каскада принято эквивалентное сопротивление соединенных параллельно R_K1 и R_вх следующего каскада. Так как в эквивалентной схеме на средних частотах отсутствуют реактивные элементы, сопротивление которых зависит от частоты, коэффициент усиления на этих частотах неизменен.

Рис. 23. Эквивалентные схемы каскада на низших (а), средних (б) и высших (в) частотах и его амплитудно-частотная характеристика (г)

При дальнейшем повышении частоты сигнала емкостные сопротивления С_К и С₀ уменьшаются настолько, что их шунтирующее влияние на r_K и R_Н, как это видно на эквивалентной схеме (рис. 23, в), сказывается отрицательно на коэффициенте усиления, снижая его.

В результате амплитудно-частотная характеристика каскада с емкостной межкаскадной связью имеет вид, приведенный на рис. 23, г. Учитывая, что все сказанное относится и к следующим каскадам, можно считать, что и весь усилитель низкой частоты с емкостными связями между каскадами имеет аналогичную амплитудно-частотную характеристику.

Граничными частотами (нижней f_н и верхней f_в) усилителя низкой частоты считают такие, при которых коэффициент усиления снижается примерно до 0,7 от его значения на средних частотах.

3.4. РЕЖИМЫ РАБОТЫ КАСКАДА УСИЛИТЕЛЕЙ

В зависимости от выбора исходной рабочей точки на передаточной характеристике различают режимы работы каскада: А, В, АВ, С и О.

Режим А — это режим, при котором исходная рабочая точка р, определяющая состояние схемы при отсутствии сигнала и так называемый ток покоя I_Кр, располагается примерно на середине линейного участка характеристики (рис. 24). В этом режиме напряжение смещения U_БЭр всегда больше амплитуды входного сигнала U_Бр>U_вхm, а постоянная составляющая коллекторного тока (равная в этом режиме току покоя) больше или примерно равна амплитуде переменной составляющей I_К–=I_Кр³I_Кm.

Рис. 24. Режим А работы усилительного каскада

Синусоидальному входному сигналу соответствует синусоидальный выходной ток, нелинейные искажения — минимальны, но КПД каскада составляет лишь 20—30%, потому что полезная мощность — это мощность только переменной составляющей выходного тока, а потребляемая каскадом от источника питания мощность определяется суммой мощностей как переменной, так и постоянной составляющих выходного тока. Отметим, что каскады предварительного усиления работают в режиме А.

Режим В — это режим, при котором исходная рабочая точка совпадает с началом координат, т. е. ток покоя отсутствует I_Кр= 0 (рис. 25, а). При подаче на вход синусоидального сигнала ток в выходной цепи протекает лишь в течение половины периода и имеет форму импульсов с углом отсечки q=p/2 (углом отсечки называют половину той части периода, в течение которой протекает ток i_K). КПД каскада, работающего в режиме В, достигает 60—70%, так как постоянная составляющая коллекторного тока I_К– (определяемая по заштрихованной на рисунке площади как среднее за период значение тока i_K), значительно меньше, чем в режиме А.

Рис. 25. Режимы работы усилительного каскада:

а — режим В; б — режим АВ; в — режим С

Однако форма импульса i_K из-за нелинейного начального участка передаточной характеристики слишком искажена по сравнению с синусоидальным сигналом.

Режим АВ, как видно из рис. 25, б, занимает промежуточное положение. Угол отсечки в этом режиме несколько больше p/2 за счет сдвинутой из нуля исходной точки р с помощью тока покоя I_Kp, составляющего 5—15% от I_Km. Такой режим позволяет уменьшить, нелинейные искажения при применении двухтактных выходных каскадов.

Режим С — это режим, при котором ток i_K протекает в течение промежутка времени, меньшего половины периода входного сигнала, т. е. q<p/2 (рис. 25, в). Ток покоя отсутствует. Этот режим используют в мощных избирательных усилителях, где нагрузкой является резонансный контур.

Режим D — это ключевой режим работы, при котором транзистор может находиться только в двух состояниях: или полностью заперт (режим отсечки), или полностью открыт (режим насыщения).

3.5. ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ УСИЛИТЕЛЕЙ

Выходной каскад предназначен для отдачи заданной мощности в нагрузку, сопротивление которой тоже задано. Так как мощность поступает от источника питания усилителя через выходной каскад, его КПД должен быть высоким, иначе устройство будет неэкономичным, а габаритные размеры (поверхность охлаждения) раздутыми для отвода выделяющейся в каскаде теплоты. Выходные каскады выполняют однотактными и двухтактными.

Однотактный каскад. Все элементы выходного каскада выполняют те же функции, что и в схеме усилителя на биполярном транзисторе. Отличие состоит лишь в том, что вместо резистора R_K в коллекторную цепь включена нагрузка и разделительный конденсатор С_р2 отсутствует.

Однотактный каскад, работающий в режиме А, обеспечивает наименьшие нелинейные искажения, но обладает рядом недостатков: а) низким КПД; б) невозможностью его работы в режимах В и АВ из-за больших нелинейных искажений в этих режимах. Из-за этих недостатков однотактные каскады применяют только при относительно небольших мощностях нагрузки.

Двухтактный каскад. Он позволяет избавиться от недостатков, присущих однотактному каскаду. Такие каскады выполняют на транзисторах, включенных по схемам с общим эмиттером или общим коллектором.

Рис. 26. Двухтактные бестрансформаторные каскады на транзисто­рах, включенных по схемам:

а — с общим эмиттером; б — с общим коллектором

Наиболее просты схемы на транзисторах с разными типами проводимости, т. е. РNР и NРN. Пример такой схемы приведен на рис. 26, а. Каждое плечо каскада представляет собой резистивную усилительную схему на транзисторе с общим эмиттером. Резисторы R_Б1 и R_Б2 создают смещение с помощью протекающих по ним постоянных базовых токов, но противоположной полярности. Поэтому сигнал U_вх, поступающий через параллельно соединенные разделительные конденсаторы С_p1 и С_р2 на базы обоих транзисторов, складывается с напряжением смещения U_БЭр транзистора Т₁ в положительный, а транзистора Т₂ — в отрицательный полупериоды. Если каскад работает в режиме АВ (или В), то импульсы коллекторных токов i_K1 и i_K2 имеют вид, приведенный на рис. 27, а, б, а ток в нагрузке (как нетрудно убедиться, учтя полярность источников питания и направления пропускания токов поочередно открывающихся транзисторов) оказывается близким к синусоидальному. При отсутствии синусоидального сигнала U_вх ток в нагрузке I=0, потому что постоянный коллекторный ток, соответствующий исходным точкам транзисторов I_Kр1=I_Kр2 (для режима АВ или А), протекает по цепи (+Е_K) – (эмиттер-коллектор Т₁) - (коллектор-эмиттер Т₂) – (—E_K), минуя R_н.

В ряде случаев согласование нагрузки с выходным сопротивлением каскада удобнее получить в схеме транзисторов с общим коллектором (эмиттерных повторителей). Пример такого двухтактного каскада приведен на рис. 26, б. Работа его аналогична работе предыдущего каскада.

Особенно эффективная работа двухтактного каскада в режиме В (или АВ с небольшим смещением).

Рис. 27. Процессы в двухтактном каскаде

В этом режиме плечи каскада работают со сдвигом в полпериода напряжения сигнала, поэтому коллекторные токи i_K1 и i_K2, имеющие вид полусинусоид с амплитудой I_Kmах, располагаются во времени, как показано на рис. 27, а, б. Хотя каждое плечо работает с большим искажением синусоидального сигнала, результирующий ток в нагрузке i=i_K1 —i_K2 (а следовательно, и напряжение на ней) имеет форму, близкую к синусоидальной, как видно на рис. 27, в, с амплитудой равной I_Kmах.

Оценим энергетические свойства двухтактного каскада. Если принять импульсы коллекторного тока за правильные полусинусоиды с амплитудой I_Km, то, как известно из разложения в ряд Фурье, среднее значение коллекторного тока каждого транзистора I_Kср = I_Kmах/p и, значит, мощность, потребляемая каскадом от источника питания и пропорциональная сумме токов i_K1+i_K2 = 2I_Kср,

Мощность, выделяющаяся в нагрузке,

где U_Km — амплитуда переменной составляющей напряжения в коллекторной цепи.

КПД двухтактного каскада в режиме В

Общим недостатком бестрансформаторных каскадов является требование высокой идентичности параметров и характеристик транзисторов с разными типами проводимости.

3.6. ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ

Обратной связью в электронных усилителях называется электрическая связь, передающая сигнал с выхода усилителя обратно на его вход. Количественно обратную связь оценивают коэффициентом обратной связи у, показывающим, какая часть выходного сигнала поступает на вход усилителя.

Рис. 28. Виды обратных связей:

а — по напряжению; б — по току; в — параллельная; г — последовательная

Так как сигнал на входе представляет напряжение, сигнал обратной связи (для возможности совместного его использования со входным сигналом) также удобно формировать в виде напряжения.

Обратную связь можно осуществить по напряжению, если сигнал обратной связи U_ОС пропорционален выходному напряжению, или по току, если U_ОС пропорционален выходному току. Для осуществления связи по напряжению (рис. 28, а) сигнал U_OC снимается с резистора R₂, составляющего с резистором делитель для выходного напряжения U_вых. Обратную связь по току (рис. 28,б) можно осуществить, если сигнал U_OC снимать с резистора R_OC, падение напряжения на котором пропорционально выходному току I_вых.

Напряжение обратной связи может вводиться параллельно с входным напряжением (рис. 28, в) или последовательно с ним (рис. 28, г).

Обратная связь может быть положительной, если напряжение U_OC действует согласно с напряжением U_вх (для сигналов постоянного тока они складываются, а для сигналов переменного тока совпадают по фазе), или отрицательной, если напряжение U_OC действует встречно с напряжением U_вх (для сигналов постоянного тока они вычитаются, а для переменного — находятся в противофазе).

Обратные связи существенно влияют на параметры и характеристики усилителей.

Покажем, например, влияние g на коэффициент усиления при последовательной положительной обратной связи по напряжению.

Из рис. 28, а напряжение обратной связи

где коэффициент обратной связи g=R₂/(R₁+R₂).

Из рис. 28, г напряжение, приложенное непосредственно к входу усилителя,

Если k — коэффициент усиления собственно усилителя (т. е. до его охвата цепью обратной связи), то выходное напряжение

или

откуда коэффициент усиления с учтенной положительной обратной связью

Из выражения видно, что k_пос>>k, если gk®1, т. е. положительная обратная связь увеличивает коэффициент усиления, а отрицательная обратная связь уменьшает коэффициент усиления:

Тем не менее, в усилителях чаще используют отрицательную обратную связь, потому что она ценой снижения коэффициента усиления позволяет улучшить характеристики усилителя и другие его параметры.

3.7. ЭМИТТЕРНЫЙ ПОВТОРИТЕЛЬ

Схема эмиттерного повторителя, представляющая каскад на транзисторе, включенном по схеме ОК, и использующаяся для усиления сигналов переменного тока, приведена на рис. 29, а.

В отличие от эмиттерного повторителя ключевых схем здесь, как и в каскаде усилителя, делитель напряжения — обеспечивает режим с фиксированным напряжением смещения по постоянному току, разделительные конденсаторы С_р1 и С_р2 предотвращают протекание постоянных токов по источнику входного сигнала и нагрузке.

Рассмотрим работу схемы в области средних частот, когда сопротивления разделительных конденсаторов можно считать незначительными и эквивалентная схема эмиттерного повторителя по переменному току выглядит, как показано на рис. 29, б, где эквивалентное сопротивление нагрузки переменному току R_ЭКн=R_ЭR_н/(R_Э+R_н).

Рис. 29. Эмиттерный повторитель (а) и его эквивалентная схема для средних частот (б)

Из рис. 29,б (на котором обозначены полярности входного и выходного напряжений для одного из полупериодов сигнала) видно, что напряжение U_БЭ =U_вх— U_вых. Эмиттерный повторитель представляет собой усилитель с глубокой отрицательной обратной связью, причем g = U_OC/U_вых = 1, потому что все выходное напряжение полностью является напряжением обратной связи.

Входное сопротивление эмиттерного повторителя для сигналов переменного тока состоит из сопротивления делителя R_Б, и параллельного ему сопротивления R_вх собственно повторителя:

где R_ЭКн — эквивалентное сопротивление нагрузки, представляю­щее параллельно соединенные R_н и R_Э (рис. 29, б).

3.8. УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА

Усилителями постоянного тока (УПТ) называют усилители сигналов от медленно меняющихся (с частотой в единицы и доли герца) до верхней частоты f_в. Полоса пропускания таких усилителей должна иметь нижнюю границу f_н=0. Нередко входные сигналы измеряются милливольтами и микроамперами, поэтому для их усиления нужны многокаскадные схемы.

Так как постоянный ток ни через емкость, ни через трансформатор передаваться не может, емкостная и трансформаторная межкаскадные связи на постоянном токе невозможны. Поэтому остается лишь гальваническая связь, в которой напряжение сигнала, усиленное предыдущим каскадом, непосредственно (прямо) поступает на вход последующего. Такие схемы называют усилителями прямого усиления. Покажем, к каким последствиям приводит гальваническая межкаскадная связь.

Рис. 30. Усилитель постоянного тока

На рис. 30 два каскада, выполненные на транзисторах Т₁ и Т₂, включенных по схеме с общим эмиттером, соединены (точки а и b) гальванической связью. Потенциалы этих точек можно выразить так:j_а=I_Э1R_Э1+U_КЭ1 и:j_b=I_Э2R_Э2+U_БЭ2. Чтобы гальваническое соединение этих точек не нарушило бы исходных режимов транзисторов, их потенциалы должны быть одинаковыми при отсутствии сигнала на входе усилителя, т. е. j_а = j_b. Предположим, что в рабочих точках I_Э1=I_Э2. Так как U_КЭ>>U_БЭ, для указанного равенства необходимо, чтобы R_Э2>R_Э1 при соответствующем уменьшении коллекторных сопротивлений R_К2<R_К1. Но так как на резисторах R_Э создается напряжение отрицательной обратной связи, то глубина ее будет возрастать от каскада к каскаду. В результате коэффициент усиления последующих каскадов становится все более низким. В этом состоит одна из трудностей создания УПТ с большим коэффициентом усиления.

Другая трудность заключается в обеспечении стабильности работы усилителя при таких дестабилизирующих факторах, как изменения параметров и режимов работы транзисторов с течением времени, а также при изменениях напряжения источника питания, температуры и т. п. факторов. Любые медленные изменения параметров вызывают изменения токов и падений напряжения от них, которые через гальванические связи передаются на вход следующего каскада и приводят к изменениям выходного напряжения. В УНЧ они не влияют на стабильность работы усилителя по переменному току (сигналу), а в УПТ эти изменения не отличаются от изменений, вызванных входным сигналом, и соизмеримы с ними по значению.

Самопроизвольные изменения выходного напряжения во времени, не связанные с входным сигналом, называют дрейфом нуля усилителя.

Дрейф нуля оценивают значением входного сигнала, которое вызывает эквивалентное дрейфу изменение выходного напряжения за единицу времени. В УПТ дрейф нуля находится в пределах от единиц до сотен микровольт и даже сотен милливольт в час.

Еще одна трудность создания УПТ заключается в необходимости обеспечить симметричную относительно начала координат характеристику вход — выход (т. е. изменение полярности U_вых при изменении полярности U_вх). Эта трудность объясняется тем, что при U_вх=0 потенциал U_вых отличен от нулевого, так как равен потенциалу коллектора транзистора Т₂ и определяется его исходной рабочей точкой р на выходной характеристике.

3.9. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ КАСКАД

Наиболее распространенной схемой, на базе которой создаются усилители постоянного тока и другие типы усилителей, является дифференциальный каскад (рис. 31, а).

В дифференциальной схеме два входа, два выхода и два источника питания. Предположим, что параметры левого и правого плеч схемы одинаковы. Положительный потенциал источника питания U_ип2, поступающий через корпус и цепи входных сигналов на базы обоих транзисторов, открывает их в равной степени. Рабочие точки р на рис. 31, б транзисторов T₁ и Т₂ совпадают. Поэтому при отсутствии входных сигналов под действием источника питания U_ип1 по резисторам R₁ и R₂ протекают одинаковые коллекторные токи I₁=I₂=I_Кр. Так как R₁ = R₂, то эти токи создают одинаковые падения напряжения на R₁ и R₂, а значит, потенциалы точек а и b одинаковы. Если нагрузочное сопротивление включить между точками а и b, то выходное напряжение на ней равно нулю. Так можно выполнить требование усилителей постоянного тока о равенстве нулю U_вых при отсутствии сигнала U_вх. Такое состояние схемы называют режимом покоя.

Рис. 31. Дифференциальный усилительный каскад (а) и передаточная динамическая характеристика (б) его транзисторов

Если пренебречь базовыми токами, то по резистору R_Э протекает сумма токов I₁+I₂, создающая на нем падение напряжения, направленное (как показывают знаки «+» и «—» у R_Э) встречно с напряжением U_ип2. Поэтому напряжение, задающее исходные рабочие точки транзисторов

Такое включение R_Э создает последовательную отрицательную обратную связь по току, стабилизируя исходные рабочие точки транзисторов. Любые одновременные изменения (например, увеличение) токов I₁ и I₂, возникающие под действием изменений напряжения источника питания, температуры и т. д., вызовут увеличение падения напряжения на R_Э и, следовательно, такое уменьшение U_БЭ, которое стремится вернуть (снизить) коллекторные токи к исходному значению, т. е. стабилизировать их суммарное значение:

Таким же образом дифференциальный каскад реагирует на синфазные сигнал и помеху, т. е. входные сигналы, которые одновременно (без сдвига фаз) и одинаково (U_вх1 = U_вх2) действуют на оба входа, стремясь одновременно изменить I₁ и I₂. Обратная связь, стабилизируя суммарное значение токов, тем выше, чем больше R_Э.

Совершенно по-иному реагирует дифференциальный каскад, если сигналы на входы поданы в противофазе (например, U_вх1 = +U_вх, а U_вх2 = -U_вх).В этом случае (рис. 31, б) ток I₁ возрастет на D I, а I₂ уменьшится на D I, но их сумма останется неизменной. Поэтому обратная связь не стремится уменьшить изменения токов и каждое плечо ведет себя как обычная схема ОЭ, т. е. потенциал точки а и U_вых1 понизятся, а потенциал точки b и U_вых2 повысятся. Каскад реагирует только на разность входных сигналов, почему и называется дифференциальным.

При изменении полярности входных сигналов (U_вх1 = -U_вх, а U_вх2 = +U_вх). происходят противоположные изменения полярности и выходных напряжений (U_вых1 повысится, а U_вых2 понизится), обеспечивая симметричность характеристики U_вых=f(U_вх), если принять за выходное напряжение разность U_вых= U_вых1- U_вых2.

Если за дифференциальным каскадом следует каскад с единственным входом, выполненный как на рис. 30, то у дифференциального каскада используется только один из выходов, допустим Вых2 (рис. 31, а). Выясним полярность (в случае усиления сигнала постоянного тока) или фазу (в случае усиления сигнала переменного тока) напряжения U_вых2 при подаче сигнала на тот или иной вход. Допустим, сигнал +U_вх подан на Вх1. Он вызовет увеличение на D I /2 тока I₁ и уменьшение на D I /2 тока I₂. Следовательно, падение напряжения на R₂ уменьшится и потенциал точки b повысится (от­носительно потенциала корпуса) на +∆U_вых. Таким образом, подача +U_вх на Вх1 вызвала на выходе +∆U_вых, т. е. совпадение знаков (а в случае переменного тока — совпадение фаз) входного и выходного сигналов, поэтому Вх1 называют неинвертирующим (прямым) входом. Если же сигнал +U_вх подать на Вх2, то увеличится ток I₂ (ток I₁ уменьшится), падение напряжения на R₂ возрастет и потенциал точки b понизится. Следовательно, подача + U_вх на Вх2 вызовет на выходе — ∆U_вых, т. е. сигнал противоположного знака (с фазой, сдвинутой на 180°), поэтому Вх2 называют инвертирующим входом.

Дата добавления: 2014-01-06