Многопозиционные методы модуляции

4.3.1 Четырехпозиционная ОФМ.

При четырехпозиционной ОФМ в случае передачи одного цифрового потока модулятор строится в соответствии со структурной схемой, приведенной на рисунке 4.4.

Рисунок 4.4 –Структурная схема модулятора 4-ОФМ

Входной ЦС делится на две последовательности А и В с помощью делителя потока ДП. Длительность двоичных символов каждой из них устанавливается равной 2Tи, то есть в 2 раза больше, чем во входном ЦС. Одна из последовательностей сдвигается по времени на один тактовый интервал Tи для того, чтобы обе последовательности передавались синхронно (см.рисунок 4.5).

Рисунок 4.5- Формирование сигнала 4-ОФМ

Между значением одной пары символов в последовательностях А и В и изменением фазы несущего колебания Δφ устанавливают определенное соответствие, основанное на коде Грея (см.таблицу 4.2).

Таблица 4.2 - Изменение фазы несущего колебания Δφ

Символ в А	Символ в B	Δφ
		0˚
		90˚
		180˚
		270˚

Таблица 4.3 –Пример, при передаче сигнала 1101010010 получаем в случае нулевой начальной фазы несущего колебания:

Входная последовательность
Изменение фазы несущего колебания, Δφ	180˚	90˚	90˚	0˚	270˚
Фаза несущего колебания φ	180˚	270˚	360˚	0˚	270˚

Выработка напряжений, обеспечивающих, изменения фазы 4 – ОФМ сигнала в соответствии с таблицей 4.2, производится с помощью логической схемы (ЛС). При этом значения фазы несущего колебания φА и φВ, равные в момент начала рассмотрения соответственно φА₀ и φВ₀, изменяются в соответствии с таблицей 4.4.

Таблица 4.4

А	В	φ°А	φ°В	Δφ°
		φА0	φВ0	0˚
		φА0+180˚	φВ0+180˚	90˚
		φА0+180˚	φВ0+180˚	180˚
		φА0+180˚	φВ0	270˚

Символу 0 последовательности A(B) соответствует определенное значение φА0(φВ0), символу 1 – значение φА(φВ), отличающееся от φ А0(φВ0) на180˚. При изменении символа в последовательности А(В) на противоположный происходит изменение фазыφА(φВ) на 180˚, что приводит к повороту фазы суммарного выходного колебания на 90˚ (см.рисунок 4.6).

Рисунок 4.6 -Фазы суммарного выходного колебания

Изменение символов сразу в обеих последовательностях соответствует изменению φΣ, на 180˚.Изменения фазы суммарного выходного колебания ΔφΣ, соответствующие заданной паре символов последовательностей А и В, получаются такими же, как в таблице 4.2.

Полоса пропускания П для ОФМ численно равна:

П = (1,1…1,2)В, (4.2)

где В – скорость передачи информации. Значит, удельная пропускная способность системы связи γ =В/П в этом случае близка к 1 бит/с/Гц. В случае 4 – ОФМ:

П = (1,1…1,2)В/log2N, (4.3)

где N – число уровней манипуляции. То есть при 4-ОФМ γ ≈ 2 бит/с/Гц.

К недостаткам методов ФМ относится уменьшение амплитуды огибающей до нуля в те моменты времени, когда фаза несущей изменяется на 180˚. Этот эффект вызывает появление значительных внеполосных излучений, а так же дополнительных искажений сигнала вследствие АМ-ФМ конверсии в ВЧ тракте. От этого недостатка свободен метод 4 – ОФМ со сдвигом (4–ОФМ-С), отличающийся от 4–ОФМ тем, что изменение фазы в квадратурных каналах происходит не одновременно, а поочередно со сдвигом во времени на тактовый интервал. При этом никогда не возникают скачки фазы на 180˚, так как изменение фазы на противоположную в одном из каналов вызывает сдвиг фазы результирующего колебания на 90˚ (см.рисунок 4.7).

Рисунок 4.7- формирование сигнала 4-ОФМ-С

В высокоскоростных цифровых РРЛ применяются более сложные виды модуляции. Наибольшее распространение получила квадратурная амплитудная манипуляция (КАМ), которая предполагает амплитудную модуляцию синфазной и квадратурной составляющих несущей. В общем случае сигнал КАМ может быть представлен в виде:

U_КАМ(t)=U[С1(t)cosωt+C2(t)sinωt], (4.4)

где С1(t) и C2(t) – модулирующие сигналы в квадратурных каналах.

Если модулирующие сигналы принимают дискретные значения ±1; ±3, то при этом получается 16 – позиционная КАМ (КАМ-16). Расположение сигнальных точек на амплитудно-фазовой плоскости (“созвездие”) приведено

на рисунке 4.8.

Рисунок 4.8- Расположение сигнальных точек КАМ-16

Дата добавления: 2014-01-11