В радиоприемных и радиопередающих устройствах

ЦИФРО-АНАЛОГОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Все ЦАП, применяемые в радиоприемниках и радиопередатчиках, уместно разделить на два класса:

1) ЦАП общего применения для работы в низкочастотных сигнальных трактах, системах управления и контроля;

2) специализированные быстродействующие ЦАП, предназначенные для формирования ВЧ сигналов на рабочей или промежуточной частоте с определенным видом модуляции.

Начнем с рассмотрения ЦАП первого из названных классов. Основные области применения таких ЦАП:

· обработка сигналов в информационных трактах приемопередатчиков;

· управление режимами работы каскадов передатчика или приемника (например, коэффициентом усиления транзисторных каскадов) согласно кодовым командам встроенного управляющего микроконтроллера;

· управление приводами систем настройки передатчика (например, приводами настройки выходной колебательной системы).

К ЦАП этого класса в приемопередающей радиоаппаратуре предъявляются следующие требования:

· низкое потребление энергии (милливатты);

· последовательная или параллельная загрузка кода;

· относительно высокое разрешение (10-24 бита);

· относительная точность и дифференциальная нелинейность не хуже 1-2 единиц младшего разряда;

· невысокое быстродействие (до единиц Msps);

· многоканальность (несколько самостоятельных ЦАП на одном кристалле).

Рис.7.2.1.

В качестве ядра преобразования в таких ЦАП обычно применяют структуру с одним ключом на разряд сигнала (так называемую бинарную), которая показана на рис.7.2.1. Такая структура проста, содержит минимальное количество «переключателей», но у нее имеются и недостатки, главный из которых - кодозависимые ложные сигналы (помехи из-за выбросов коммутации ключей старших разрядов). Тем не менее, при формировании НЧ сигналов и управляющих режимами каскадов передатчика постоянных напряжений и токов, с этим недостатком можно легко примириться.

Рис.7.2.2.

Примером типовой архитектуры ЦАП общего применения может служить микросхема AD8582 (рис.7.2.2). Это сдвоенный ЦАП с хорошим согласованием каналов, потребляющий меньше 5 мВт от единственного источника питания 5 В. Структура ЦАП содержит два одинаковых 12-битных ядра ЦАП, аналогичных показанному на рис.7.2.1, а также встроенные операционные усилители для перевода выходного сигнала из тока в напряжение. Особенностью данной микросхемы, которая присуща многим современным ЦАП, является двойная буферизация входного кода, которая позволяет реализовать следующие возможности:

· параллельная и последовательная загрузка данных;

· раздельная поочередная загрузка каждого из ЦАП на кристалле (путем раздельной записи во входные регистры каждого ЦАП) и при этом синхронная смена данных на выходах всех ЦАП (путем одновременной записи в выходные регистры данных, накопленных во входных регистрах каждого ЦАП).

Других особенностей такие ЦАП не имеют. Их разновидности и работа подробно описаны в литературе.

Существенные затруднения возникают при попытке получения гармонических, в том числе модулированных, ВЧ сигналов цифровыми методами, т.е. с использованием ЦАП.

Синтезировать ВЧ сигнал с высокой рабочей или промежуточной частотой и заданным видом модуляции возможно с применением специализированных ЦАП, освоение которых промышленностью началось в 80-х годах, а серьезные успехи в этом направлении были достигнуты в 90-х годах. К таким ЦАП предъявляются высокие требования по быстродействию (десятки или сотни MSPS) и очень жесткие требования по качеству выходного сигнала, которое оценивается следующими основными параметрами (см. также параграфы 7.1, 7.3):

· SFDR - свободный от паразитных составляющих динамический диапазон,

· CNR - отношение сигнал/шум на частоте несущей,

· IMD - коэффициент интермодуляционных искажений,

· ACPR - коэффициент развязки соседних каналов по мощности.

Приборы, у которых SFDR превышает 70 дБ, CNR – 65 дБ, уже имеет смысл использовать для формирования сигналов в системах телекоммуникаций.

Применение для синтеза модулированных ВЧ сигналов ЦАП с обычной архитектурой с одним ключом на разряд кодирующего сигнала (иначе называемого «бинарным» ЦАП, рис. 7.2.1) оказалось невозможным вследствие присущего им повышенного уровня нелинейных искажений и шумов при работе на ВЧ, что приводит к возникновению паразитных составляющих в спектре выходного сигнала ЦАП (ухудшению SFDR, CNR). Главным недостатком архитектуры с одним ключом на разряд можно считать кодозависимые искажения синтезируемого сигнала, которые не могут быть отфильтрованы с помощью обычного ФНЧ, если полезный сигнал, как и помехи от кодозависимых искажений, сам является высокочастотным. Укажем основные причины появления кодозависимых искажений.

1) Паразитные выбросы в сигнале ЦАП при коммутации ключей. Их наличие объясняется тем, что при смене кода на входах ЦАП одновременно замыкаются или размыкаются несколько ключей, причем наибольшие выбросы в выходном сигнале обусловлены коммутацией ключей старших разрядов. (Такие выбросы в англоязычной литературе называют glitch («глитч»), их энергия измеряется в нВ*с.) Например, в случае синтеза синусоиды на выходе бинарного 8-разрядного ЦАП переход от кода 0100110 0 к соседнему коду 0100110 1 осуществляется с помощью коммутации ключа младшего разряда, находящегося «на дне» матрицы R-2R, что не вызовет существенного всплеска на «верху» матрицы, см. рис. 7.2.1. Более существенную помеху можно будет наблюдать при коммутации трех ключей, скажем, 2-го, 3-го и 4-го разрядов двоичного кода: 010 011 01 → 010 100 01. Но самый заметный переходной процесс связан с переключением одновременно всех ключей в случае перехода 01111111 → 10000000. Ясно, почему такие искажения называются кодозависимыми.

2) Неточность восстановления значений старших разрядов сигнала. Второе можно объяснить тем, что неточность резисторов старших разрядов матрицы R-2R приводит к нелинейным искажениям сигнала на выходе ЦАП.

Для достижения необходимых при синтезе гармонических ВЧ сигналов высоких параметров ЦАП потребовалось отказаться от бинарной архитектуры и разработать новый тип архитектуры – «сегментированные ЦАП». Практическое воплощение данных устройств невозможно без высочайшего технологического уровня точности при выполнении такой архитектуры на кристалле. Основной идеей сегментированного ЦАП является раздельное формирование старших и младших разрядов сигнала. При этом младшие разряды формируются по-прежнему по принципу одного ключа на разряд сигнала, а старшие разряды – по принципу одного ключа на уровень сигнала. Познакомимся с этим принципом подробнее (рис.7.2.3). Все резисторы в матрице одинаковые, поэтому для увеличения тока или напряжения сигнала на 1 уровень требуется включение одного ключа (любого) в дополнение к уже включенным. При этом ошибка в точности воспроизведения уровня минимальна, минимален и выброс от коммутации ключа. Ясно, что искажения сигнала при этом будут кодонезависимыми.

Рис.7.2.3

Недостатком такого ЦАП является невозможность обеспечения высокого разрешения сигнала, так как при этом требовалось бы слишком большое количество ключей (например, для 14-разрядного ЦАП требуется 16383 ключа). Но для достижения высокого разрешения в специализированных ЦАП для радиопередатчиков и применяется формирование младших разрядов сигнала с помощью ЦАП с одним ключом на разряд. Ясно, что в такой архитектуре сочетаются высокая разрядность (точность) синтеза сигнала с минимальными кодозависимыми кодовыми помехами. Заметим, что ЦАП с одним ключом на уровень называют иначе полнодекодирующим, а ЦАП с одним ключом на разряд, как упоминалось выше – бинарным или двоичным.

Рис.7.2.4

Структурная схема ядра сегментированного ЦАП AD9772, выполненного по технологии TxDAC+, показана на рис.7.2.4. ЦАП 14-разрядный, при этом 5 старших и 4 средних разрядов кода преобразуются дешифратором для управления полнодекодирующим ЦАП, а 5 младших – для управления двоичным ЦАП. Выходы всех ключей объединяются в один токовый выход. Такое решение позволило достичь высоких параметров. Частота выборки на входе 150 MSPS, на выходе – 300 MSPS, рассеиваемая мощность – 150 мВт. SFDR 75 дБ на 26 МГц и CNR 70 дБ в полосе 25МГц. Выходной ток полной шкалы изменяется в пределах 2–20 мА. Рассеиваемая мощность ЦАП составляет 205 мВт, в режиме энергосбережения – 13 мВт. По значению ACPR в WCDMA-режиме (74 дБ) ЦАП вполне соответствует требованиям сотовых систем третьего поколения. Правда, при этом точность по постоянному току средняя – типичные значения интегральной и дифференциальной нелинейности равны ±4 и ±3 LSB (LSB - младший значимый бит), соответственно.

Рис.7.2.5

Рассмотрим подробно упрощенную структуру ЦАП AD9772 (рис.7.2.5).

Входной 14-разрядный код подается на буферный регистр, работающий с тактовой частотой до 150 МГц. (Большинство современных ЦАП выполнено по схеме с двойной буферизацией по входному коду.) С регистров-защелок данные подаются на двухкратный интерполяционный фильтр, который обеспечивает повышение частоты дискретизации в 2 раза по сравнению со входной частотой дискретизации, что способствует снижению требований к выходному восстанавливающему фильтру. Следующий каскад выполняет функцию заполнения нулем, т.е. увеличивает эффективную скорость обновления данных в 2 раза за счет вставления нулевых отсчетов сигнала между каждыми двумя его исходными отсчетами. Следующим (выходным) каскадом структурной схемы является рассмотренное выше ядро ЦАП (рис.7.2.4).

Функцией интерполяционного фильтра является увеличение частоты дискретизации на выходе фильтра в 2 раза по сравнению со входной частотой дискретизации F _s. Это необходимо при работе со входным сигналом, частота которого f ₀ относительно высока и приближается к половине входной частоты дискретизации. В этом случае требования к реконструирующему (сглаживающему) фильтру на выходе ЦАП становятся весьма жесткими, так что для качественного восстановления формы сигнала потребуется реконструирующий фильтр очень высокого порядка, способный разделить две близкие частоты - истинного выходного сигнала f ₀ и его первого «образа» F _s – f ₀.

Рис.7.2.6.

Поясним сказанное о работе интерполяционного фильтра в ЦАП примером (рис.7.2.6). Пусть частота дискретизации F _s = 30 МГц, а частота входного сигнала f ₀ = 10 МГц. В таком случае частота первого ближайшего образа сигнала F _s – f ₀ будет равной 20 МГц. Компонент этой боковой частоты должен быть подавлен аналоговым ФНЧ (antialiasing filter), предположим, на 60 дБ. Поэтому характеристика фильтра должна пройти от полосы пропускания, заканчивающейся в точке 10 МГц, до ослабления на 60 дБ в полосе задержки, начинающейся в точке 20 МГц, то есть через переходный диапазон, который находится между 10 и 20 МГц (одна октава, рис.7.2.6А). Фильтр Баттерворта дает ослабление 6 дБ на октаву для каждого порядка. Поэтому для обеспечения желательного ослабления требуется как минимум фильтр 10 порядка. Фильтры становятся еще более сложными, если требуется более узкий переходной диапазон.

Предположим, что мы увеличим скорость обновления ЦАП от F _s = 30 МГц до 60 МГц и вставим "ноль" между каждым первоначальным отсчетом данных. Скорость параллельного потока данных теперь равна 60 MSPS, но нам предстоит определить значение точек с нулевыми данными. Для этого поток данных 60 MSPS с добавленными нулями пропускается через цифровой интерполяционный фильтр, который вычисляет дополнительные значения данных. Реакция цифрового фильтра при избыточной двукратной дискретизации представлена на рис.7.2.6Б. Теперь зона перехода аналогового сглаживающего ФНЧ (antialiasing filter) занимает от 10 до 50 МГц (первая составляющая («образ») попадает на 2 F _s - f o= 60-10 =50 МГц). Эта переходная зона немного больше, чем две октавы, и фильтра Баттерворта пятого или шестого порядка оказывается достаточно.

Рассмотренный режим работы ЦАП относился к случаю, когда синтезируемый сигнал по частоте ниже 0,5 F _s; при этом выбирают режим работы интерполяционного фильтра как ФНЧ (рис.7.2.7 А). В случае, если необходимо в качестве выходного сигнала использовать один из более высокочастотных «образов» входного сигнала, например, F _s – f ₀ или F _s + f ₀, переключают интерполяционный фильтр в режим ФВЧ. В таком режиме он подавляет основной сигнал и подчеркивает «образы», как это показано на рис.7.2.7Б. Сравнивая этот рисунок с предыдущим, можно видеть, что отсчеты, вставляемые интерполяционным фильтром в режиме ФВЧ, отличаются полярностью от вставляемых в режиме ФНЧ.

Рис.7.2.7.

Поясним здесь вопрос о происхождении огибающей спектра выходного сигнала ЦАП вида «sin(x)/x», которую можно увидеть на рис.7.2.6-7.2.8. Это своего рода «стробоскопический эффект», связанный с дискретизацией в ЦАП периодической функции (исходного сигнала) cos(2p f ₀ t) с помощью последовательности прямоугольных импульсов, примыкающих друг к другу; длительность каждого из этих импульсов равна периоду частоты дискретизации T_s = 1/F_s, а амплитуда – мгновенному значению исходного сигнала cos(2p f ₀ t). Используя «фильтрующее» свойство дельта-функции d(t), выходной сигнал ЦАП u _DAC(t) в данном случае можно записать в следующем виде

где символом Ä обозначена операция свертки, u ₁(t) – отдельный прямоугольный импульс единичной амплитуды, т.е.

Для упрощения анализа примем, что в один период функции cos(2p f ₀ t) укладывается целое число импульсов u ₁(t), т.е. отношение F_s / f ₀ является целым числом; тогда период функции u _DAC(t) совпадает с периодом колебания cos(2p f ₀ t) (см. рис. 7.5.5). Выражения для спектральной плотности S _m(f) прямоугольного импульса вида u ₁(t) и для спектральной плотности гармонического колебания, дискретизированного по времени дельта-функцией, известны [3, 27]. Используя свойство преобразования Фурье от свертки двух функций, получим искомое выражение для спектральной плотности «прямоугольного» ступенчатого колебания, приближающего косинусоиду, в виде

где S _m(f) – огибающая функции спектральной плотности вида «sin(x)/x»:

Огибающая спектра имеет нули в точках f = ± nF _s, как это видно на рис.7.2.6. В сигнале, полученном с выхода двукратного интерполятора, эти провалы АЧХ смещаются в точки f = ±2 nF _s.

Функция «заполнения нулем» точнее можно было бы назвать функцией заполнения нулевым значением промежутка между двумя соседними выборками на выходе ЦАП. Она необходима для повышения амплитуды синтезируемого сигнала в том случае, когда его частота высока (например, выделяется первый «образ» сигнала), и, следовательно, он подавляется амплитудно-частотной характеристикой ядра ЦАП, имеющей форму «sin(x)/x» с первым провалом на частоте сигнала, равной удвоенной (после двукратной интерполяции!) входной частоте дискретизации. Вставляя нулевой отсчет между соседними выборками сигнала на выходе ЦАП, мы как бы повышаем частоту дискретизации еще в 2 раза; при этом форма сигнала на выходе реконструирующего фильтра не искажается, а первый провал АЧХ ЦАП сдвигается на частоту 4 F _s. Как видно по рис.7.2.8, это способствует поднятию амплитуды ВЧ сигналов на выходе ЦАП, даже если их частота превышает F _s.

Рис.7.2.8

Отметим, что в рассматриваемом ВЧ ЦАП AD9772 предусмотрено выключение режима заполнения нуля. Это имеет смысл тогда, когда синтезируемый сигнал низкочастотный и в этом случае АЧХ ЦАП вида «sin(x)/x» способствует некоторому повышению отношения амплитуды полезного сигнала к амплитуде первого «образа» сигнала на выходе ядра ЦАП.

Многие современные ИМС цифрового формирования радиосигналов имеют встроенную функцию коррекции АЧХ ЦАП вида «sin(x)/x», так называемый инверсный sinc-фильтр, включаемый перед ЦАП, показанный например, рис. 7.5.8. АЧХ такого цифрового фильтра имеет вид «(sin(x)/x)^-1», что способствует выравниванию общей АЧХ устройства, см. рис. 7.2.9.

Рис. 7.2.9

На рис.7.2.5 также показан еще один блок структурной схемы ЦАП - встроенный умножитель тактовой частоты на основе петли ФАПЧ. Его имеет смысл включать при использовании тактовых частот, превышающих десятки МГц, что удешевляет тактовый генератор и улучшает электромагнитную совместимость каскадов цифрового радиопередатчика. Недостатком умножителя с ФАПЧ является повышение фазовых шумов на выходе ЦАП, так что иногда предпочтительнее сделать внешний умножитель частоты на пассивных элементах, например, диодах. Повышение фазового шума может достигать 3-18 дБ в зависимости от сочетания тактовой частоты и коэффициента деления частоты встроенного генератора в петле ФАПЧ.

Отметим здесь, что существуют и сдвоенные ЦАП такого класса, предназначенные для синтеза квадратурных ВЧ сигналов. При необходимости получить сигнал с амплитудно-фазовыми видами модуляции (например, QAM, SSB) необходимо применять микросхемы ЦАП с квадратурными каналами, содержащие встроенный квадратурный амплитудный модулятор, работающий в цифровом формате. Пример реализации такой ИМС, являющейся, по сути, цифровым формирователем модулированных сигналов, или цифровым модулятором, показан на рис.7.2.10.

Рис.7.2.10.

Это сдвоенный 16-разрядный ЦАП AD9777, способный работать на скорости преобразования входных данных до 160 MSPS. Он предназначен для многоканальных беспроводных систем связи с квадратурной модуляцией, где требуется идентичность обоих каналов. На кристалле микросхемы, как видно по рис.7.2.10, размещены два согласованных по параметрам широкополосных 16-разрядных ядра ЦАП, выполненных по сегментированной архитектуре. Такой ЦАП может работать в системах WDMA, GSM и др.

Входной цифровой поток разделяется демультиплексором на два потока, имеющих вдвое меньшую скорость, затем один из них подается в синфазный канал (I), а другой - в квадратурный канал (Q). В каналах I и Q установлены линейки из трех двухкратных интерполяционных фильтров, которые можно выключать по отдельности, получая 2х, 4х, либо 8х фильтры. На входы квадратурных модуляторов, включенных за фильтрами, подается двойной цифровой управляющий сигнал I_мод/Q_мод, который и определяет вид модуляции формируемого сигнала. Квадратурные модуляторы здесь являются цифровыми устройствами – перемножителями, и объединение квадратур также осуществляется в цифровом виде, благодаря чему достигается высокая точность модуляции и подавление «образов». Предусмотрена и функция «обхода» I/Q модулятора с помощью специального мультиплексора (на рисунке не показан).

Наличие двух отдельных выходов ЦАП квадратурных каналов, не объединенных внутри ИМС, дает возможность повышать рабочую частоту передатчика на таком ЦАП с помощью внешнего аналогового квадратурного модулятора (смесителя) вплоть до 10 ГГц. Пример такого преобразования частоты подробно рассмотрен в параграфе 8.2 (рис.8.2.3).

7.3. Цифровые синтезаторы частоты: классификация и параметры

Синтезом частот (СЧ) называют процесс получения одного или нескольких колебаний с заданными номинальными частотами из конечного числа исходных (опорных, эталонных) колебаний с фиксированными частотами. Устройство, осуществляющее процесс синтеза частот, называется синтезатором частоты (иногда говорят о системе синтеза частоты). Опорное колебание, как правило, является в синтезаторе единственным, полученным от источника со стабильной частотой и малыми фазовыми флуктуациями (шумами).

Современные синтезаторы частот работают в диапазоне от долей герц до десятков и сотен гигагерц. Они используются в аппаратуре различного назначения, заменяя в ней простые автогенераторы. Такая замена даёт следующие преимущества:

· существенно повышается точность настройки и стабильность частоты;

· упрощается процесс настройки аппаратуры;

· появляется возможность программной перестройки частоты и существенно увеличивается скорость изменения рабочей частоты;

· открываются новые возможности цифрового формирования модулированных радиосигналов;

· в некоторых схемах синтезаторов удается улучшить спектральную чистоту сигналов по сравнению с обычными автогенераторами;

· улучшаются массогабаритные характеристики и надежность устройства.

Большинство синтезаторов частот, применяемых в радиоприемных и радиопередающих устройствах, вырабатывают на своем выходе колебание одной заданной пользователем частоты, принадлежащей сетке частот, т.е. множеству возможных частот, соседние из которых отличаются друг от друга на величину фиксированного частотного интервала – шага частоты. Встречаются и другие разновидности синтезаторов, например синтезаторы, вырабатывающие несколько независимых ВЧ колебаний от одного источника опорной частоты.

Реальные выходные колебания синтезаторов частот всегда имеют непостоянство значений амплитуды, частоты и фазы вырабатываемых ими колебаний. Иначе говоря, реальные выходные колебания СЧ являются квазигармоническими со случайно изменяющимися параметрами:

,

где U ₀ - среднее значение амплитуды колебаний; Δ U(t) - отклонение амплитуды от её среднего значения; ψ(t) - полная текущая фаза колебаний. Случайные функции Δ U(t) и ψ(t) характеризуют паразитную амплитудную модуляцию паразитную и фазовую (частотную) модуляцию, которые всегда имеют место в реальном источнике колебаний.

Мерой «чистоты» спектра выходного сигнала СЧ служат такие характеристики, как паразитное отклонение амплитуды (ПОА), паразитное отклонение частоты и фазы (ПОЧ и ПОФ) [19].

ПОА – это непреднамеренное отклонение мгновенного значения амплитуды колебания Δ U(t) от её среднего значения U ₀.

Уровень ПОА – это отношение среднего квадратичного значения суммы спектральных составляющих ПОА колебания, лежащих в заданной полосе частот, к среднему квадратичному значению колеблющейся величины (в данном случае – выходного тока или напряжения синтезатора), выраженное в децибелах:

,

где U_C - среднее квадратичное значение u(t); F_H, F_B - нижняя и верхняя границы заданной полосы частот;

,

где S_A(F) - спектральная плотность среднего квадрата Δ U(t) (энергетический спектр).

Величина ПОЧ – это среднее квадратичное значение суммы спектральных составляющих паразитного отклонения частоты колебания, лежащих в заданной полосе частот:

,

где S_f(F) - спектральная плотность среднего квадрата Δ f(t).

Величина ПОФ – это среднее квадратичное значение суммы спектральных составляющих паразитного отклонения фазы колебания, лежащих в заданной полосе частот:

,

где S_φ(F) - спектральная плотность среднего квадрата Δφ(t), выраженного в радианах.

Побочная спектральная составляющая колебания – это спектральная составляющая колебания СЧ, частота которой лежит за пределами заданной области частот, включающей в себя среднее значение частоты этого колебания [19]. Для оценки используется показатель, называемый уровнем побочных спектральных составляющих.

Уровень побочных спектральных составляющих колебания - это отношение среднего квадратичного значения суммы побочных спектральных составляющих, лежащих в заданной полосе частот, к среднему квадратичному значению колеблющейся величины (выходного тока или напряжения синтезатора), выраженное в децибелах:

,

где

;

f_H - номинальное значение частоты колебания; Δ f - отстройка от f_H; Δ F - ширина заданной полосы частот; S_u(F) − энергетический спектр.

В случае, когда измерение относительного уровня побочных спектральных составляющих производится в области частот, охватывающей основное колебание синтезатора (несущую), получаем отношение сигнал/шум на частоте несущей. В англоязычной литературе отношение сигнал/шум на частоте несущей обозначается CNR (carrier to noise ratio), см. параграф 7.2.

Под уровнем побочной дискретной (отдельной) составляющей понимается отношение среднего квадратичного значения рассматриваемой побочной дискретной спектральной составляющей колебания U_Д к среднему квадратичному значению колеблющейся величины (выходного тока или напряжения синтезатора), выраженное в децибелах:

.

Если измеряется уровень максимальной (в заданной полосе частот) дискретной паразитной спектральной составляющей D_{Д макс}, то говорят о «свободном от паразитных составляющих динамическом диапазоне», в англоязычной литературе обозначаемом SFDR (spurious free dynamic ratio, см. рис. 7.3.1, где приведен пример - спектр выходного колебания прямого цифрового синтезатора AD9851):

SFDR = - D_{Д макс}.

Рис. 7.3.1.

Под суммарным уровнем высших гармоник выходного колебания от второй до n -й понимают выраженное в децибелах отношение корня квадратного из суммы квадратов средних квадратичных значений всех высших гармоник к среднему квадратичному значению:

.

Рассмотрим упрощенную классификацию способов синтеза частот.

Как уже было сказано выше, в СЧ выходные рабочие частоты образуются в результате преобразований частоты одного опорного высокостабильного автогенератора. При этом СЧ строятся на основе метода либо прямого, либо косвенного синтеза, а также с использованием комбинации этих методов синтеза частот, см. параграф 7.7.

В синтезаторах, построенных на основе метода прямого синтеза, выходные колебания получаются непосредственно из колебаний опорного генератора с помощью операций сложения, вычитания, умножения и деления эталонной опорной частоты. Этот метод синтеза называют прямым, потому что в нем отсутствует процесс коррекции ошибки. (Иногда в литературе можно встретить другое название прямого метода синтеза частот – пассивный синтез.) Следовательно, качество выходного сигнала напрямую связано с качеством опорного сигнала.

Синтезаторы прямого синтеза используют как аналоговые, так и цифровые методы формирования частот.

Простейший синтезатор прямого синтеза строится на основе аналоговой схемотехники с использованием генератора гармоник (ГГ). В таком синтезаторе (рис. 7.3.2) из колебания эталонного генератора (ЭГ) с помощью ГГ формируются короткие импульсы. Спектр этих импульсов богат гармониками. С помощью узкополосного полосового фильтра (ПФ) из спектра импульсов выделяется сигнал требуемой рабочей частоты kw_эг. Степень подавления нежелательных компонентов на выходе синтезатора определяется ПФ. При большом числе рабочих частот указанный ПФ необходимо перестраивать в широких пределах, что на практике оказывается затруднительным.

Рис.7.3.2

Для облегчения требований, предъявляемых к ПФ, используется специальная схема с двойным преобразованием частоты, или «схема с вычитанием ошибки» (рис. 7.3.3).

Рис. 7.3.3.

В первом преобразователе частоты (Смеситель1 + ПФ1) частота всех гармоник, поступающих с ГГ, понижается на частоту ω_г вспомогательного перестраиваемого генератора (ПГ). Узкополосный фильтр (ПФ1) имеет центральную частоту, совпадающую с частотой одной из гармонических составляющих входного сигнала (для примера – с частотой kω_эг-ω_г). Все остальные составляющие подавляются этим фильтром. Далее на выходе второго преобразователя (Смеситель2 + ПФ2) выделяется сигнал с частотой kω_эг. Нестабильность частоты вспомогательного генератора ∆ω_г определяет полосу пропускания фильтра (ПФ1) и не влияет на выходной сигнал второго преобразователя частоты. Для изменения выходной частоты в схеме с “вычитанием ошибки” достаточно менять только частоту генератора ПГ.

Рис. 7.3.4.

Существуют более сложные синтезаторы прямого синтеза, использующие принцип «прямого аналогового синтеза» (DAS – direct analog synthesis). Как правило, такие синтезаторы строятся на основе каскадного соединения звеньев, состоящих из смесителя и полосового фильтра, либо из смесителя, полосового фильтра и делителя частоты. Структурная схема первого из названных вариантов DAS-синтезатора показана на рис.7.3.4, принцип ее работы понятен из этого рисунка. На основе второго варианта (с делителями частоты на 10 после каждого преобразователя частоты) строятся так называемые декадные синтезаторы, отличающиеся тем, что частота выходного колебания такого устройства может быть представлена в виде [18, 19]:

где k – число декад, n_i – номер положения переключателя в i -ой декаде.

Недостатком синтезаторов, построенных по методу идентичных декад, является необходимость применения значительного числа преобразователей и фильтров, что в конечном итоге усложняет получение подавления уровня побочных частот на выходе синтезатора более чем на 60…80 дБ. Декадные синтезаторы в настоящее время считаются устаревшими и практически не применяются, в связи с чем подробно здесь не рассматриваются.

Общим недостатком, присущим всем рассмотренным методам аналогового синтеза частот, является невозможность получить большое количество возможных частот колебания (или малого шага частот).

В последнее время в связи с широким распространением цифровых методов в измерительных и коммуникационных системах, метод генерации набора частот от источника опорной частоты, реализуемый в цифровой форме, получил широкое распространение. Данный метод получил название прямого цифрового синтеза (direct digital synthesis - DDS) и имеет несколько вариантов построения СЧ:

· синтезатор, построенный на основе суммирования импульсных последовательностей;

· синтезатор с цифровым формированием отсчётов синтезируемого колебания.

Последний упомянутый вариант синтезатора частот получил широкое распространение, и именно за ним закрепилось название «прямого цифрового синтезатора», т.е. DDS. Подробное описание работы такого синтезатора приводится в параграфе 7.5.

На практике очень часто используются и другой тип синтезаторов – синтезаторы, построенные по методу косвенного синтеза. Такие синтезаторы содержат в своём составе подстраиваемый по частоте автогенератор, охваченный петлёй фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ или PLL – phase locked loop). Петля ФАПЧ осуществляет коррекцию ошибки перестраиваемого генератора, подстраивая его частоту и фазу по эталонной частоте и фазе образцового генератора, благодаря чему данный метод синтеза и получил название «косвенного» (другое название метода – активный синтез частот). Подробное описание работы такого синтезатора приводится в следующем параграфе 7.4.

Синтезаторы с ФАПЧ и DDS являются на сегодня основными типами синтезаторов частот, выпускаемых для применения (в виде интегральных микросхем) для телекоммуникационной и приемопередающей аппаратуры. В табл.7.3.1 даны сравнительные характеристики этих двух типов синтезаторов частоты.

Табл.7.3.1.

Преимущества синтезаторов DDS	Преимущества синтезаторов с ФАПЧ
1. Перекрытие по частоте - синтезируется частота от долей Гц до десятков МГц, тогда как у синтезаторов с ФАПЧ частотный диапазон составляет 10^-3...10^-1 от центральной частоты.	1. Чистота спектра выходного сигнала: SFDR до -120 дБ за счет малого уровня фазовых шумов (у DDS до -75 дБ).
2. Точность установки частоты - сотые или тысячные доли Гц, а у синтезаторов с ФАПЧ - десятки Гц на тех же рабочих частотах.	2. Высокая рабочая частота - до единиц ГГц, у DDS - десятки МГц.
3. Шаг (разрешение) по частоте - тысячные доли Гц.	3. Потребляемая мощность - единицы-десятки мВт (DDS - сотни мВт, даже около 1 Вт).
4. Скорость перестройки частоты - один период тактовой частоты DDS (5...40 нс), а у синтезаторов с ФАПЧ - сотые доли секунды при равных условиях	4. Низкая стоимость по сравнению с DDS (стоимость DDS - 15...25$).
5. Цифровое управление частотой и фазой, частотная и фазовая модуляция без разрыва фазы, у косвенных синтезаторов - прямое управление только частотой.
6. Синтез квадратурных сигналов с цифровой точностью фазового сдвига 90^о.
7. Квадратурная АМ.
8. Габариты - всё в одном корпусе ИМС.

Таким образом, синтезаторы с косвенным синтезом (на основе петли ФАПЧ) незаменимы в ОВЧ-СВЧ-генераторах, гетеродинах высокочувствительных приемников и передатчиков, к которым предъявляются жесткие требования по чистоте спектра сигнала, а также в аппаратуре с батарейным питанием. В остальных областях применения прямые цифровые синтезаторы составляют серьезную конкуренцию ФАПЧ-синтезаторам.

Дата добавления: 2015-05-09