Підсилювачі потужності

Наявність затухаючих коливних процесів при встановленні вершини імпульсу, пов'язану з крутизною спаду АЧХ в області верхніх частот. Чим крутішим є цей спад, тим ймовірнішим є виникнення коливного процесу.

Для корекції АЧХ та розширення смуги пропускання базової схеми резистивного підсилювача застосовуються такі міри:

1. Транзистори з високою граничною частотою підсилення (як правило, ця частота визначається як частота, при якій коефіцієнт підсилення зменшується в разів).

2. Від'ємні обернені зв'язки.

3. Двополюсники, частотна залежність опору яких компенсує зміну коефіцієнта підсилення підсилювача.

4. Чотириполюсники, частотна залежність коефіцієнта передачі яких компенсує зміну коефіцієнта підсилення підсилювача.

Даний метод ефективний, але найбільш громіздкий і не знайшов широкого практичного застосування.

Перші два методи не вимагають особливих коментарів, тому розглянемо третій метод на прикладі схем підсилення на біполярних транзисторах.

а) Колекторна ВЧ корекція

Рисунок 1.2 − Схема електрична принципова підсилювача з корекцією АЧХ в області верхніх частот.

На рис. 1.2 наведено приклад схеми корекції АЧХ в області верхніх частот за допомогою індуктивності L, під’єднаної в колекторне коло.

Принцип роботи даної схеми полягає в тому, що послідовно з колекторним навантаженням вмикається невелика індуктивність такої величини, що спадом напруги на ній в області нижніх та середніх частот можна знехтувати. В області ж верхніх частот опір повинен бути спів мірний із R_к. Зростання колекторного опору навантаження зумовлює ріст коефіцієнта підсилення, отже зменшення останнього в області верхніх частот буде скомпенсоване. Узагальнена еквівалентна схема підсилювача з елементом корекції наведена на рис.1.3.

Рис. 1.3 − Еквівалентна схема підсилювач з колекторною корекцією АЧХ в області верхніх частот.

Ввімкнення послідовно з R_к коректуючої індуктивності L рис. (1.3) приводить до того, що колекторне навантаження для області верхніх частот стає комплексним: .

Переходячи до провідності, в колекторному колі отримаємо .

В області середніх та нижніх частот провідність навантаження залишається практично активною й дорівнює G_к. Тому властивості каскаду для цих частот залишаються такими ж, як і в каскаді без коректуючої індуктивності L.

Величина вихідної напруги в схемі рис 1.3:

Величину коефіцієнта підсилення підсилювача, еквівалентна схема якого наведена на рис.1.3, можна знайти як відношення вихідної напруги до вхідної. В свою чергу вихідна напруга знаходиться як відношення сили струму залежного джерела струму до еквівалентної (результуючої) провідності навантаження. В результаті проведених дій отримаємо, що коефіцієнт підсилення скоректованого в області верхніх частот каскаду, згідно з еквівалентною схемою (рис. 1.3) буде дорівнювати:

.

Крутизна характеристики – транзистора зменшується з частотою за законом , величина визначається параметрами транзистора.

Для спрощення викладок вважатимемо, що підсилювальні властивості каскаду визна­чаються залежністю , тобто . Отже,

.

Якщо буде справедлива рівність , то не буде залежати від частоти.

В реальних умовах та можуть виявитись одного порядку з , тоді корекція не дає таких ідеальних результатів, проте дозволяє розширити смугу пропускання каскаду. Крім цього, слід зважати на те, що в еквівалентній схемі величина зменшується, а збільшується з ростом частоти. Результуючий вплив цих факторів приводить до складної залежності від частоти, і тоді еквівалентна схема рис. (1.3) не відповідатиме дійсності. Величина , що входить до формули для крутизни визначається параметрами транзистора і змінюється при зміні режиму його роботи. У зв'язку з цим приймаються заходи для стабілізації положення робочої точки . Технологічні складності реалізації інтегральних індуктивностей обумовили використання в інтегральних широкосмугових підсилювачах в якості колекторного навантаження біполярного транзистора, ввімкнений у схемі із загальною базою. При такій схемі ввімкнення транзистор при цьому володіє низьким статичним та високим динамічним опором, отже, є своєрідним еквівалентом індуктивності.

Рисунок 1.4 – Схема електрична принципова інтегрального підсилювача з колекторною корекцією АЧХ в області верхніх частот.

В схемі (на рис. 1.4) VT1 - еквівалент коректуючої індуктивності, а С1 забезпечує режим роботи зі спільною базою.

Приклади схем емітерної корекції АЧХ в області верхніх частот наведені на рис.1.5. Необхідно відзначити, що в схемі рис.1.5.б повинна виконуватись умова Rе>Rк.

Рисунок 1.5 − Приклади Основні різновиди схем емітерної корекції АЧХ в області верхніх частот: а) послідовне ввімкнення коректуючи елементів; б) паралельне ввімкнення коректуючи елементів.

На рис. 1.6 наведена залежність коефіцієнта підсилення підсилювача в області частот, вищих за середню частоту підсилюваного діапазону при різних величинах ємності коректуючого конденсатора. Крива 5 відповідає безмежно великій, а крива 1 круговій ємності коректуючого конденсатора.

Рисунок 1.6 −Залежність коефіцієнта підсилення підсилювача при різних величинах ємності коректуючого конденсатора.

У міру зростання величини ємності коректуючого конденсатора зменшується глибина оберненого зв’язку, а отже, зростає коефіцієнт підсилення. При деякій величині ємності конденсатора спостерігається перевищення граничної частоти (крива 4) підсилення навіть тієї, що отримується при безмежно великій ємності (крива 5). Це явище обумовлюється зміною характеру 03. В деякому частотному інтервалі для даної величини обернений зв’язок стає додатним.

Корекція АЧХ в області нижніх частот, як правило, здійснюється за допомогою RC – фільтра, ввімкненого в колекторне коло (рис. 1.7).

Рисунок 1.7 −Схема електрична принципова підсилювача з корекцією АЧХ в області нижніх частот.

Величина ємності вибирається такою, щоб для області НЧ величиною провідності цього конденсатора можна було знехтувати (рис. 1.8 (а)), водночас для середніх та верхніх частот схема колекторного кола на змінному струмі матиме вигляд, наведений на рис. 1.8 (б).

Рисунок 1.8 −Зміна еквівалентної схеми колекторного навантаження підсилювача з корекцією АЧХ в області нижніх частот при зміні частоти сигналу: а) область нижніх частот; б) область середніх та верхніх частот.

У деяких випадках коректуючі двополюсники вмикають між підсилювальними каскадами. Для корекції частотної характеристики в області верхніх частот може бути використана схема, наведена на рис. 1.9

Рис. 1.9 Схема підсилювача з корекцією частотної характеристики в області верхніх частот з допомогою коректуючого двополюсники R3, C1.

Робота схеми полягає у зменшенні величини опору перехідної ланки на верхніх частотах, що збільшує амплітуду сигналу на вході транзистора VТ₂ в області верхніх частот.

Частотну характеристику підсилювача в області нижніх частот можна скоректувати, використавши схему (рис. 1.10).

Рис. 1.10. Схема підсилювача з корекцією частотної характеристики в області верхніх частот з допомогою ланки ОЗ (елементи R3, R4, C1).

У даній схемі глибина паралельного від'ємного оберненого зв'язку реалізована з допомогою елементів , зменшується зі зниженням частоти підсилювального сигналу внаслідок підвищення реактивного опору конденсатора C1.

Підсилювачі потужності (ПП), як правило, – це вихідні каскади, які реалізуються по-різному, в залежності від їх призначення. При цьому розрізняють основні два схемо технічні різновиди: однотактні та двотактні підсилювачі. В залежності від типу зв'язку між каскадами та навантаженням, розрізняють трансформаторні, конденсаторні, дросельні підсилювачі або підсилювачі з безпосереднім чи гальванічним зв'язком. Характерною особливістю роботи вихідного каскаду є високий рівень амплітуди підсилюючого сигналу. Для підсилювачів цього виду одним із основних є параметр ефективності використання енергії джерела живлення. При цьому розрізняють ефективність використання колекторної напруги та ефективність використання колекторного струму , де - амплітудне значення колекторного струму.

Потужність, що розсіюється на опорі навантаження при з синусоїдальній формі сигналу розраховується як: .

Коефіцієнт корисної дії: , де - загальна потужність, що споживається вихідним каскадом. Різниця дає потужність, що виділяється на транзисторі й приводить до зростання його температури. Температура транзистора знижується шляхом використання радіаторів. Величина теплового опору в радіаторі (приблизно) (К/Вт), де S - площа радіатора, в см². Оскільки транзистор має малі розміри порівняно з розмірами радіатора, то використання радіаторів площею, більшою ніж 250-300 см², є нераціональним.

У вихідних каскадах внаслідок великої амплітуди підсилюваного сигналу проявляються не лінійності характеристик підсилювальних елементів. Таким чином, використовуючи великі та , забезпечуємо високий ККД, наперед враховуючи нелінійні спотворення підсилювального сигналу. Слід зауважити, що для схеми підсилювача зі спільним емітером не лінійність вхідної характеристики частково компенсується протилежним характером не лінійності вихідної характеристики. При цьому результуюча наскрізна характеристика найбільш лінійна за умови рівності величини вхідного опору схеми підсилювача та внутрішнього опору джерела сигналу.

Величину нелінійних спотворень вихідного каскаду знаходять за допомогою наскрізної динамічної характеристики (ДХ) методом п’яти точок. Під ДХ розуміється залежність вихідного струму від величини електрорушійної сили підсилюваного сигналу. Наскрізна динамічна характеристика вихідного каскаду будується з допомогою сімейства статичних вихідних і вхідної ВАХ транзистора (рис.2.1(а; б)).

Рис.2.1. Статичні вольт амперні характеристики транзистора: а) вхідна характеристика; б) сімейство вихідних характеристик.

На графіку сімейства вихідних ВАХ (рис. 2.1 б) проводиться навантажувальна пряма для змінного струму. Ординати точок перетину навантажувальної прямої з сімейством вихідних характеристик дають значення колекторного струму , що протікатиме у вихідному колі при заданому значенні струму бази . За допомогою вхідної характеристики (рис. 2.1.а) знаходиться значення напруги , що відповідає знайденому значенню струму бази . При заданій величині внутрішнього опору джерела сигналу величина електрорушійної сили джерела, необхідна для забезпечення заданого значення колекторного струму , знаходиться за формулою

.

Узагальнена ДХ, тобто залежність , зображена на рис. 2.2.

Рис.2.2. Узагальнена динамічна характеристика підсилювача на біполярному транзисторі.

Динамічна характеристика, як правило, не має різких зламів і може бути подана у вигляді ряду Фур'є. При синусоїдальній формі вхідного підсилюваного сигналу колекторний струм може бути представлений як сума окремих гармонійних складових: .

Якщо надати значень, що дорівнюють то ми отримаємо систему з 5-ти рівнянь:

Значення колекторних струмів визначаються за наскрізною ДХ для ; ;0; та відповідно (рис.2.3).

Рис.2.3. Знаходження величин колекторних струмів з наскрізної динамічної характеристики.

Розв'язавши систему рівнянь відносно невідомих, що знаходяться справа, одержимо

;

;

;

;

.

Замінимо різниці колекторних струмів довжинами відповідних відрізків

.

В цьому випадку найбільші за величиною перші парні та непарні гармоніки вихідного сигналу можуть бути оцінені відповідними коефіцієнтами гармонік

;

;

.

Зрозуміло, якщо , то , і якщо , то .

Даний метод має наближений характер, оскільки динамічна характеристика будується за усередненими статичними характеристиками, тобто побудована наскрізна характеристика буде відрізнятись від реальної. Саме у зв’язку з цим розраховується лише п’ять значень колекторного струму. Збільшення точок підвищило б точність, проте немає сенсу це робити через наближеність самої наскрізної характеристики. Вид наскрізної характеристики, а також величина відрізків є функцією як , так і . Тобто, підбираючи величини і , ми можемо в певних межах коректувати величини відрізків , а значить, і величини відповідних гармонік.

Дата добавления: 2014-11-18