Трансформаторні та без трансформаторні підсилювачі класу А, В, АВ

Схемотехніка підсилювачів потужності

Розглянемо найпростіший випадок однотактного вихідного каскаду. З точки зору схемотехніки, даний вид вихідного каскаду не відрізняється від каскадів попереднього підсилення. Різниця полягає лише в рівнях сигналів, які діють у вихідному каскаді. Однотактні вихідні каскади можуть бути резистивними, трансформаторними, та дросельними. Перші використовуються в тому випадку, якщо каскад працює на високоомне навантаження, і на виході ми повинні забезпечити значні рівні напруг. Трансформаторні каскади використовуються у випадку низькоомного навантаження (рис.3.1). При цьому, крім узгодження опорів, трансформатор забезпечує гальванічну розв'язку, дозволяє перейти від несиметричної схеми до симетричної. Водночас каскади такого типу характеризуються певними недоліками: 1 – значні масо габаритні характеристики; 2 – погіршення виду АЧХ і для її вирівнювання в каскади попереднього підсилення вводяться ланки корекції; 3 – протікання колекторного струму через первинну обмотку в одному напрямі зумовлюють насичення осердя трансформатора, що погіршує його фазочастотні характеристики.

Рис. 3.1. Схема електрична принципова однотактного трансформаторного підсилювача потужності.

Оскільки активна складова опору первинної обмотки трансформатора низька, то навантажувальна пряма каскаду за постійним струмом є практично вертикальною лінією. Величина опору навантаження колектора за змінним струмом складається з індуктивного опору первинної обмотки і так званого приведеного до первинної обмотки опору навантаження (рис.3.2).

Рис. 3.2.Знаходження колекторних струмів та напруг колектор-емітер при зміні струму бази.

Приведена величина опору колекторного навантаження розраховується за формулою

, де .

Даний каскад може працювати тільки в режимі А. Використання цього каскаду, наприклад, в режимі В зумовлює до виникнення парних гармонік, які досягають процентний зміст яких складає 40 %. Робота підсилювача в режимі А завідомо погіршує його енергетичні характеристики. Величина корисної потужності дорівнює площі трикутника АВС Рис. 3.2 і визначається за формулою

.

Водночас величина загальної споживаної потужності дорівнює площі чотирикутника ZBDO

.

Отже, величина коефіцієнта корисної дії буде такою:

.

Оскільки і , то при підсиленні сигналів високої постійної амплітуди однотактні каскади класу А не можуть забезпечити ККД більше ніж 50 %.

Якщо розглянути випадок підсилення радіомовного сигналу, величина амплітуди якого змінюється в широких межах, то виявляється, що ККД буде складати одиниці процентів. Наприклад, якщо , то величина ККД становитиме 6 – 10 %.

Трансформаторні каскади використовуються в магістральних лініях зв'язку і в першу чергу вони забезпечують гальванічну розв'язку й ефективне узгодження опорів.

Дросельні вихідні каскади використовуються в тому випадку, якщо опір навантаження співвимірний із вихідним опором вихідного каскаду.

Значно вищі енергетичні характеристики забезпечуються при використанні двотактних вихідних каскадів (рис. 3.3). Принцип роботи таких каскадів полягає в тому, що використовується два однакових однотактних каскади, кожен із яких підсилює свою (додатну чи від'ємну) півхвилю сигналу. Двотактні вихідні каскади можуть бути трансформаторними та без трансформаторними. Останні прийнято поділяти на вихідні каскади з одним та двома джерелами живлення.

Рис.3.3 Схема електрична принципова двотактного трансформаторного підсилювача потужності.

У даній схемі резистори R₁, R₂ задають режим роботи, емітерний резистор забезпечує стабілізацію положення робочої точки. Вихідний трансформатор виконаний із симетричною первинною обмоткою. Вхідний трансформатор забезпечує наявність двох протифазних сигналів (фазоінверсний трансформатор) В перший на півперіод на базу VT2 подається закриваюча напруга, на VT1 – відкриваюча (рис. 3.3).

Рис 3.4. Виникнення спотворень типу сходинка.

Синусоїдальна зміна базової напруги приводить до зміни колекторного струму, який у перший на півперіод протікає від кінця до початку першої половини первинної обмотки трансформатора (рис. 3.3). Виникаючий при цьому магнітний потік індукує у вторинній обмотці одну півхвилю синусоїдальної ЕРС. У наступний півперіод VT1 закритий, a VT2 формує другу на півхвилю ЕРС, наведеної у вторинній обмотці. Полярність індукованої при цьому напруги буде протилежна попередньому випадку, оскільки колекторний струм VT2 протікає від початку до кінця другої половини первинної обмотки трансформатора. Якщо схема симетрична, то вихідний сигнал практично не містить другої гармоніки. Симетрія схеми робить її нечутливою до пульсацій напруги живлення, до перешкод синфазного типу. Проте не лінійність характеристик підсилювальних елементів спричинює виникнення непарної - третьої гармоніки, амплітуда якої суттєво менша, ніж амплітуда другої гармоніки на виході однотактного посилюваного каскаду, що працює в режимі В.

Нелінійність характеристик підсилювальних елементів, при малих значеннях колекторного струму, зумовлює виникнення спотворень типу "сходинка" (рис. 3.4). У зв'язку з цим частіше використовують режим АВ. Слід зазначити, що в режимі В коефіцієнт корисної дії , в режимі АВ – , але зникають спотворення за рахунок компенсації спотворень при малих значеннях синусоїдальних струмів верхнього та нижнього плечей каскаду.

Двотактні трансформаторні каскади (рис. 3.3) забезпечують понижений рівень нелінійних спотворень, обумовлений компенсацією кривизни наскрізних характеристик плечей підсилювача, при протифазності їх роботи. З точки зору спектральних складових, це зумовлюється в першу чергу компенсацією парних гармонік у спектрі вихідного сигналу. Приймемо, що колекторні струми транзисторів обох плечей підсилювача в режимі А містять гармонійні складові. В загальному випадку, наприклад, для першого транзистора колекторний струм можна зобразити аналітично наступним чином:

.

Коливання на вхід другого транзистора подаються у проти фазі за знаком, а для гармонійного сигналу це еквівалентно зсуву за часом на півперіода. Тому перші гармоніки колекторних струмів мають протилежні знаки. Зсув на півперіод першої гармоніки буде зсувом на цілий період другої гармоніки, отже, друга гармоніка колекторних струмів транзисторів обох плечей матиме однаковий знак.

Продовжуючи міркування стосовно більш високих гармонік, отримаємо

Колекторні струми транзисторів протікають через половини обмоток вихідного трансформатора в протилежних напрямах. Тому зміна величини магнітного потоку в його осерді пропорційна різниці струмів . Отже, напруга на навантаженні, що пропорційна різниці струмів, не містить парних гармонік. Компенсація не може бути повною, якщо частотні властивості транзисторів плечей підсилювача різні.

До переваг двотактного підсилювача слід віднести його малу чутливість до пульсацій напруги живлення, оскільки вони компенсуються при відніманні струмів колекторів. Це ж стосується всіх перешкод синфазного типу, як наприклад зміни температури навколишнього середовища.

Для отримання протифазного сигналу використовується фазоінверсний каскад. Транзисторні фазо інверсні каскади не забезпечують гальванічної розв'язки, проте дозволяють суттєво зменшити масогабаритні параметри підсилювача. Прикладом фазоінвертуючого каскаду може бути каскад з розділеним навантаженням (рис. 3.5 а).

Рис.3.5. Схеми електричні принципові фазо інвертуючих каскадів: а) каскад з розділеним навантаженням; б) з фазо інверсним каскадом.

Номінали резисторів цієї схеми, як правило, вибираються рівними між собою. Недоліком схеми є те, що вихідний опір різний на різних виходах. Цей недолік вдається усунути, використовуючи схему з інвертуючим каскадом (рис. 3.5 б). У цьому випадку обидва сигнали знімаються з емітерів транзистора, і забезпечується найменша величина вихідного опору. Найбільш високу температурну стабільність параметрів протифазних сигналів забезпечує схема рис. 3.6, яка є базовою для диференційних підсилювачів.

Рис.3.6. Схема електрична принципова фазоінвертуючого каскаду на основі диференційного підсилювача.

Один із входів схеми за змінним струмом шунтується конденсатором Сб. Обернений зв'язок здійснюється з допомогою емітерного резистора .

Суттєвим недоліком трансформаторних вихідних каскадів є значні масо габаритні параметри підсилювача. Це робить неможливим виконання підсилювачів в інтегральному виді. В тому випадку, коли навантаження підсилювачів є низькоомним, питання узгодження вихідного опору підсилювача з опором навантаження розв’язується шляхом використання схем зі спільним колектором (емітерний повторювач), які забезпечують найбільш низький вихідний опір.

Без трансформаторні вихідні каскади прийнято поділяти на каскади, що живляться від одного або двох джерел живлення. Прикладом схеми першого типу може бути схема (рис. 3.7).

Рис.3.7. Схема електрична принципова без трансформаторного підсилювача потужності з ввімкненням навантаження в діагональ моста.

У даній схемі VT₂ та VT₃ утворюють так звану комплементарну пару, тобто це є два транзистори з абсолютно однаковими параметрами, але різними типами провідності. Обидва транзистори працюють у режимі В або АВ. Режим їх роботи задається спадом напруги на прямо зміщеному діоді VD1. Кількість діодів може бути і більшою в залежності від того, який режим роботи необхідно задати. Використання діодів обмежує можливість плавного задання режиму роботи, проте при цьому виконується функція температурної стабілізації положення робочої точки. З цієї точки зору недоцільно замінювати діод резистором. Слід зауважити, що напівпровідник, з якого виготовлений діод такий же, як у транзисторів. Транзистор VT1 здійснює попереднє підсилення вхідного сигналу за напругою. Режим роботи цього транзистора відповідає режиму А, і підібрано таким чином, що величина протікаючого через VT1 струму більша (у крайньому випадку дорівнює), ніж величина амплітудного значення струму підсилюваного сигналу. Виконання цієї умови необхідне для того, щоб запобігти спотворенню форми підсиленого сигналу діодом VD1. При відсутності вхідного сигналу лівий та правий електроди резистора навантаження знаходяться під одним і тим же потенціалом. Напруга в точці з'єднання емітерів транзисторів VT₂, VT₃ та конденсаторів , дорівнює половині напруги живлення. При додатній півхвилі підсилюваного сигналу на колекторі VT₁, відкривається транзистор VT₂, а VT₃ – закривається. Струм емітера VT2 обумовлений процесом зарядки конденсатора С₂ і розрядки С₁. У випадку від'ємної півхвилі, відкритий VT₃ і струм обумовлений процесами зарядки конденсатора С₁ і розрядки С₂. Величина ємності конденсаторів , повинна бути такою, щоб їх реактивний опір , на нижній частоті діапазону підсилювальних частот повинен бути менший, ніж опір навантаження

Якщо R_н – це акустична система з опором 4-8 Ом, а f_н=20 Гц, то ємність конденсаторів повинна бути ~ ІОООмкФ. Як правило, це електролітичний конденсатор значних габаритів. У зв'язку з цим у деяких випадках використовують схеми з одним роздільним конденсатором (рис. 3.8).

Рис.3.8. Схема електрична принципова безтрансформаторного підсилювача потужності із заземленим навантаженням.

Прикладом схеми, що живиться від двох джерел живлення, може бути схема, наведена на рис. 3.9.

Рис.3.9. Схема електрична принципова без трансформаторного підсилювача потужності, що живиться від двох джерел живлення.

З технологічної точки зору, виготовлення транзисторів р-п-р – типу в кремнієвій пластині з високими електричними характеристиками пов’язане із значними технологічними труднощами. Особливо сильно цей недолік проявляється у вихідних каскадах, тому безпосередньо на виході (транзистори VT₅, VT₆) використовують транзистори одинакового п-р-п – типу, параметри яких можуть бути забезпечені достатньо рівними. Комплементарна пара утворюється транзисторами VT₃, VT₄ , VT₃ з VT₅ та VT₄ з VT₆ утворюють складові транзистори. З формальної точки зору, складовий транзистор також має тільки три електроди, проте забезпечує коефіцієнт підсилення за струмом, що дорівнює добутку статичних коефіцієнтів підсилення транзисторів, що входять до схеми.

Навіть, якщо не розглядати VT₃ та VT₄, то струми та при ідентичних параметрах VT₅ та VT₆ повинні бути різними, оскільки - емітерний струм, а - колекторний. Для забезпечення рівності струмів та схеми складових транзисторів вводяться резистор R₆^* та діод VD₅, які і симетризують плечі схеми.

Вхідний сигнал подається на базу VT₁ (рис. 3.9), колекторним навантаженням якого служить динамічний опір (транзистор VT2 ввімкнений за схемою із спільною базою). Величина напруги зміщення складових транзисторів формується за рахунок спаду напруги на прямо зміщених діодах VD1, VD4.

При без трансформаторному виході у двотактному каскаді можна отримати вдвічі більшу мінімальну амплітуду вихідного сигналу, тобто вчетверо більшу вихідну потужність, якщо використовувати мостову схему (рис. 3.10), яка містить чотири вихідні транзистори. В один із півперіодів працюють транзистори VT₁, VT₄, а в наступний – VT₃, VT₂.

Рис. 3.10. Схема електрична принципова мостового підсилювача потужності.

Максимальна амплітуда півхвиль напруги на навантаженні R_H в будь-який на півперіод близька Е_к, і менша Е_а на суму величин спадів напруг двох послідовно ввімкнених транзисторів. У даній схемі транзистори ввімкнені як емітерні повторювачі, тому для збудження необхідно забезпечити амплітуду вхідного сигналу дещо навіть більшу від Е_к. В принципі, це можна здійснити, подаючи сигнал через додатковий підсилюючий транзистор.

До недоліків мостової схеми слід віднести:

1) велику кількість транзисторів;

2) відсутність спільної точки під’єднання навантаження.

Останній недолік усувається при використанні двотактних каскадів, виконаних за квазімостовою схемою.

Дата добавления: 2014-11-18