Исходные данные. 7 страница

Среднее значение этого тока за период (если пренебречь током Iкэ_с):

Iк ср=Iкm/p.

Максимальную величину коллекторного тока, которую можно получить в схеме при данном сопротивлении нагрузки Rн и данной амплитуде напряжения питания Е можно определить по линии нагрузки.

Ток через транзистор и нагрузку протекает в том случае, когда положительная полярность напряжения на эмиттере совпадает с отрицательной полярностью напряжения на коллекторе. Поэтому, при одном соотношении фаз входного сигнала Uвх и напряжения питания, выпрямленный однополупериодный ток проходит через одну половину нагрузки, при ином соотношении- через другую. Для выпрямления переменного напряжения питающего трансформатора Тр₁ используют полупроводниковый диод Д, большое обратное сопротивление которого препятствует прохождению тока через транзистор в обратном направлении.

Среднее напряжение на нагрузке при подаче входного сигнала определяется средним током коллектора открытого транзистора. При отсутствии входного сигнала напряжение на нагрузке создается от протекания обратного тока коллектора Iкбо, который у различных типов транзисторов может быть различным. В связи с этим для работы в схеме необходимо подбирать транзисторы с одинаковым Iкбо.

Одним из вариантов схемы фазочувствительного усилителя для работы на недифференциальную нагрузку приведен ниже (см.рис.).

Здесь трансформатор Тр₂ и диодный мостик обеспечивают питание транзистора Т выпрямленным пульсирующим напряжением. При соотношении фаз напряжений на Тр₁ и Тр₂ в течении полупериода, когда на базе транзистора Т отрицательное напряжение, через транзистор и нагрузку протекает ток i_к=i_R11 в направлении, указанном сплошной стрелкой. Величина тока i_к пропорциональна входному сигналу u_вх. В течении следующего полупериода транзистор заперт и i_к=i_Rн=0_. Таким образом, форма тока в нагрузке соответствует однополупериодному выпрямлению. При изменении фазы входного сигнала на 180⁰ транзистор будет проводить ток при иной полуволне питающего напряжения, и ток в нагрузке изменит свое направление.

УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА.

Усилители постоянного тока предназначены для усиления медленно изменяющегося (периодического или непериодического) напряжения постоянного тока. Поэтому в таких усилителях связь между каскадами должна осуществляться непосредственно или с помощью активных сопротивлений или других элементов, обеспечивающих связь по постоянному току.

Невозможность использования в усилителях постоянного тока разделительных элементов- трансформаторов или конденсаторов- приводит к тому, что любое изменение постоянного напряжения одного из каскадов воспринимается и усиливается всеми последующими каскадами. Таким образом, внутренний или внешний фактор, вызывающий перераспределение или изменение постоянных потенциалов в цепях усилителя, может создать на его выходе эффект, равноценный действию полезного сигнала.

В то же время в усилителях переменного напряжения изменение напряжения источников питания и параметров схемы приводит лишь к незначительному перемещению точки покоя и не усиливается последующими каскадами.

Самопроизвольное отклонение на выходе усилителя от начального значения называется дрейфом усилителя. Причинами дрейфа усилителя являются нестабильность источников питания схемы, температурная и временная нестабильность параметров транзисторов и резисторов, а также низкочастотные шумы и помехи. Определяя величину дрейфа, вход усилителя постоянного тока закорачивают и измеряют изменение выходного напряжения DUвых за определённый промежуток времени.

Для сравнения различных усилителей между собой вводят понятие о приведённом дрейфе е_др=DUвых/Кu, где Ku-коэффициент усиления усилителя.

Величина е_др ограничивает чувствительность усилителя постоянного тока, так как минимальный входной сигнал усилителя должен быть больше е_др. По этому, при разработке УТП основной задачей является снижение дрейфа.

Большое значение в УТП имеют обратные связи через общие источники питания, так как применение развязывающих фильтров и шунтирующих ёмкостей на частотах, близких к нулю, не даёт эффекта.

Одноконтактные схемы усилителей прямого усиления.

Принципиальная схема двухкаскадного усилителя с непосредственной связью приведена на рисунке.

Транзисторы Т1 и Т2 в усилителе включены с общим эмиттером. Для уравнивания потенциалов коллектора Т1 и базы Т2 в цепь эмиттера Т2 включен резистор R_Э2, величина которого выбирается такой, чтобы U_RЭ2=Uкт₁-U_БЭТ2.

Одновременно, резисторы R_Э1, R_Э2 не могут быть зашунтированы емкостью (при f»0 требуется бесконечно большая шунтирующая емкость), то в усилителе возникает местная обратная связь по току, снижающая усиление схемы.

Резистор нагрузки R_н включен в диагональ моста, плечами которого являются резистор R_к2, транзистор Т₂ и делитель на сопротивлениях R₃, R₄. Такое включение резистора нагрузки применяют для устранения протекания тока через R_н при U_вх=0. Часто, вместо делителя на сопротивлениях применяют компенсирующие источники питания для цепи источника сигнала. Если значение Е_комп выбрать равным по величине постоянному потенциалу базы U_бт1 по отношению к земле, то при U_вх=0 ток через R_г протекать не будет.

Коэффициент усиления по напряжению для первого каскада:

Для второго каскада:

Если R_вх2>>R_к1 и R_н>>R_к2, то коэффициент усиления каскадов К_U1,2 приближенно равен К_U»R_к/R_Э.

Так как с ростом числа каскадов потенциал базы от каскада к каскаду становится более отрицательным, то сопротивление R_Э увеличивается, а сопротивление R_к уменьшается, что приводит к уменьшению коэффициента усиления каскада с ростом номера каскада.

Для снижения величины резистора R_Э может производится питание его дополнительным током через добавочное сопротивление (см.рис.)

В этом случае эквивалентное сопротивление в эмиттере для изменяющегося (переменного) переменного тока R_ЭКВ@R_Э/R_ДОБ.

Еще более эффективный способ- применение вместо эмитттерных резисторов стабилитронов, как это показано на рисунке.

При этом, для изменяющегося тока сопротивление в эмиттере определяется малым дифференциальным сопротивлением стабилитрона R.

Уменьшение сопротивления R_Э и увеличение Кu в усилителях с непосредственной связью можно получить так же при использовании в соединяемых каскадах транзисторов с разного типа проводимостью: p- n- p и n- p- n (см.рисунок выше).

В однотактных каскадах УПТ выходного напряжения определяется в основном температурным дрейфом параметров транзисторов и равен:

DUвых=DIкоRк’

Величина приведенного дрейфа составляет единицы мВ на градус, что недопустимо велико.

Снижение дрейфа в однотактных схемах можно получить при использовании в схемах методов термокомпенсации.

БАЛАНСНАЯ СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ ПОСТОЯННОГО ТОКА.

Балансные схемы УПТ позволяют существенно уменьшить дрейф усилителя.

Параллельно- балансная схема усилителя приведена на рисунке.

Она представляет собой уравновешенный мост, два плеча которого- резисторы Rк₁ и Rк₂, два других плеча- транзисторы Т1 и Т2.

С одной диагонали моста между коллекторами транзисторов снимается выходное напряжение, в другую- через общий для транзисторов резистор R_Э подается питающее напряжение Ек. Схема работает в режиме А. При балансе моста (что достигается выбором однотипных транзисторов, Rк₁=Rк₂ и симметрирования схемы резисторами R или R’_Э) и Uвх=0. При изменении питающего напряжения Ек, температуры окружающей среды и прочих факторов в идеально сбалансированной системе выходное напряжение остается равным нулю, и дрейф отсутствует. В реальных условиях параметры транзисторов с течением времени и изменением температуры меняются неодинаково, поэтому дрейф в системе остается, но его величина снижается на порядок по сравнению с однотактной схемой и может достигать единиц милливольт за сутки работы.

Дополнительное стабилизирующее действие на схему оказывает резистор R_Э. При возрастании, например, питающего напряжения Ек увеличиваются токи транзисторов Iко₁ и Iко₂ и растет ток через R_Э: I_ЭО= Iко₁+ Iко_С. Это приводит к увеличению падения напряжения U_RЭО и оба транзистора несколько подзапираются, в результате чего токи транзисторов снижаются, приближаясь к прежней величине, при которой схема была сбалансирована. Таким образом, резистор R_Э вводит отрицательную обратную связь по сумме коллекторных токов, увеличивая стабильность начального режима транзисторов. Входной сигнал распределяется между входными сопротивлениями и подается на базы транзисторов Т1 и Т2 в противофазе. Если потенциал базы Т1 становится более положительным (за счет подачи +Uвх/2), то ток i_к1 снижается. Одновременно ток i_к2 увеличивается, так как на базу Т2 подано напряжение -Uвх/2. При этом потенциалы коллекторов транзисторов так же изменятся: Uкт₁ станет более отрицательным, а Uкт₂ более положительным. Разность коллекторных потенциалов определит выходное напряжение схемы Uвых.

При симметрии коллекторных цепей Uвых в два раза превышает изменение потенциала коллектора каждого транзистора. Так как входной сигнал так же делится поровну между входами транзисторов, то коэффициент усиления параллельно- балансного каскада равен коэффициенту усиления усилителя простого однокаскадного усилителя с ОЭ.

В симметричной схеме изменение коллекторных токов при подаче входного сигнала одинаковы по величине и противоположны по знаку. Поэтому ток в резисторе R_Э: i_Э=i_к1+i_к2, остается постоянным. Следовательно, резистор R_Э не вносит отрицательной обратной связи по усиливаемому сигналу и не снижает коэффициента усиления. В этом преимущество балансной схемы перед однотактным усилителем.

Для определения основных параметров усилителя построим его эквивалентную схему для усиливаемого (изменяющегося) сигнала с учетом резистора нагрузки Rн.

Предварительно отметим, что концы резистора Rн при подаче входного сигнала получают равные по величине и противоположные по знаку изменения напряжения относительно его средней точке, поэтому, Rн может рассматриваться как точка соединенная с общей шиной (см. рис.а). Тогда эквивалентную схему для половины балансного каскада можно построить так, как показано на рисунке б. В схему не включен резистор R_Э, так как он не влияет на усиление.

Из рисунка б коэффициент усиления напряжения (с учетом рисунка а):

,

где R’вх=Rвх//Rб, причем Rб=R₁//R₂ и Rвх=r_б+r_Э(b_Е+1).

Дрейф в параллельно- балансном каскаде не устраняется полностью из- за различия в изменениях параметров транзисторов и сопротивлений схемы. Для снижения величины дрейфа необходим тщательный отбор транзисторов по тепловым токам и их температурным зависимостям, а так же по величине b.

Хорошие результаты дает применение в параллельно- балансном каскаде интегральной пары транзисторов, то есть транзисторов в корпусном исполнении, сформированном в едином технологическом процессе на одном кристалле полупроводника. Такакя интегральная пара имеет близкие характеристики и практически одинаковый тепловой режим при работе в схеме.

Параллельные балансные каскады широко используются в выпускаемых серийно усилителях в интегральном исполнении. На рисунке показана схема однокаскадного усилителя (микросхема К1УТ221).

В этой схеме для увеличения стабильности и снижения дрейфа вместо резистора R_Э включен транзистор Т3, имеющий большое сопротивление, равное имеющее суммарный коллекторный ток I_к3=I_к1+I_к2 транзисторов Т1 и Т2 и создающее глубокую обратную связь по приращениям этого тока. Дополнительная стабилизация суммы коллекторных токов транзисторов Т1 и Т2 осуществляется введением температурной компенсации прямосмещенным диодом Д. При этом ток i_кз становится очень стабильным.

Входной ток схемы К1УТ221 составляет 10-20мкА, в зависимости от типа; R=6-3 кОм; К > 15-22 при f=12 кГц. Разность входных токов не более 2-х мкА.

ИЗБИРАТЕЛЬНЫЕ УСИЛИТЕЛИ.

Избирательные усилители обеспечивают усиление сигналов узкой полосы частот. Они широко применяются в различных измерительных устройствах для выделения полезного сигнала определенной частоты и ограничение помех, а так же в радиоприемных устройствах для осуществления приема одной радиостанции и подавления сигналов других.

Избирательные усилители можно разделить на три группы:

а)резонансные, использующие частотно- зависимую нагрузку, в качестве такой нагрузки обычно применяют параллельный контур, настроенный на частоту усиливаемого сигнала;

б)полосовые, нагрузкой которого служит полосовой фильтр;

в)узкополосные, использующие RC- цепи для получения избирательных свойств.

Резонансные усилители.

Схема резонансного усилителя приведена на рисунке а.

Колебательный контур LC включен в коллекторную цепь транзистор. Связь со следующим каскадом или нагрузкой осуществляется с помощью разделительного конденсатора или трансформатора.

Как известно, параллельный колебательный контур LC на резонансной частоте имеет очень высокое сопротивление Rо, называемое резонансным.

,

где L- индуктивность контура, w_о- резонансная частота контура, w_о=1/ , r- сопротивление потерь контура.

При отклонении частоты от резонансной сопротивление контура уменьшается, снижая коэффициент усиления усилителя. Скорость снижения сопротивления контура тем больше, чем выше добротность контура:

.

Эквивалентная схема выходной цепи резонансного усилителя вблизи резонансной частоты приведена на рисунке б.

Узкополосные усилители.

Узкополосные усилители представляют собой обычные усилители, охваченные частотно- зависимой обратной связью, состоящей из цепей RC.

В качестве цепи RC чаще всего используют схемы двойного Т- образного моста (рис.а), состоящего из двух параллельно соединенных Т- образных четырехполюсников. Первый состоит из последовательно включенных конденсаторов С1, С2 и параллельно включенного резистора R3, а второй- из последовательно включенных резисторов R1, R2 и параллельно включенного конденсатора C3. Зависимость коэффициента передачи c двойного Т- образного моста, а так же вносимого им фазового сдвига j_c от частоты приведена на рисунках б и в. Частота, на которой коэффициент передачи равен нулю (так называемая квазирезонансная частота w_р), связана с параметрами моста следующим соотношением:

.

Если R1=R2=R3 и С1=С2=0.5С3, то: (*)

.

Двойной Т- образный мост для получения избирательного усиления необходимо включать в цепь отрицательной обратной связи. В этом случае все частоты, кроме близких к w_р, будут подавляться цепью отрицательной обратной связи с c=1, и коэффициент усиления будет К_UOC= .

На квазирезонансной частоте отрицательная обратная связь отсутствует (c=1) и коэффициент усиления максимален К_UOC»К_U (см.рис.).

Наличие отрицательной обратной связи в узкополосном усилителе с двойным Т- образным мостом стабилизирует показатели усилителя и улучшает его свойства, благодаря чему эта цепь нашла широкое применение.

Для обеспечения отрицательной обратной связи необходимо, чтобы фазовый сдвиг на частоте w_р, вносимый усилителем и цепью обратной связи, равнялся 180⁰. Так как в двойном Т- образном мосте на w_рj_c=0, то, следовательно, усилитель должен иметь нечетное число поворачивающих фазу каскадов.

Приведенные характеристики двойного Т- образного моста и выражение (*) справедливы, если мост работает в режиме, близком к холостому ходу и питается от источника с малым внутренним сопротивлением. Поэтому стремятся подавать напряжение на двойной Т- образный мост с выхода эмиттерного повторителя, а в качестве нагрузки моста использовать вход эмиттерного повторителя. Эти принципы положены в основу построения схемы узкополосного усилителя, приведенного на рисунке.

В этой схеме основное усиление обеспечивается каскадом на транзисторе Т3, включенном с ОЭ, поворачивающим фазу на 180⁰. Эмиттерные повторители на транзисторах Т2 и Т4 служат для обеспечения нормальных условий работы двойного Т- образного моста (Rн моста=Rвх транзистора Т2 - велико, Rвых транзистора Т4- мало).

Связь между каскадами на транзисторах Т2, Т3 и Т4 непосредственная, это упрощает схему и уменьшает дополнительные фазовые сдвиги, вносимые усилителем. Для облегчения согласования потенциальных уровней каскадов на Т2 и Т3 транзисторы в них выбраны разных типов проводимости. Двойной Т- образный мост подключен к усилителю без разделительных емкостей, в следствии чего, через его сопротивления R1 и R2 создается отрицательная обратная связь по постоянному току, стабилизирующая рабочий режим схемы, входной сигнал к усилителю, охваченному цепью избирательной обратной связи, подается с выхода (с резистора R) эмиттерного повторителя на транзисторе Т1, причем Uвх введен в «ножку» двойного Т- образного моста. Такое включение Uвх снижает усиление усилителя, но повышает его избирательность.

Для характеристики узкополосного усилителя вводится понятие эквивалентной добротности, определяемой по амплитудно- частотной характеристики. Эквивалентная добротность тем выше, чем больше К_И усилителя, охваченного избирательной обратной связью. При применении двойного Т- образного моста.

Q_ЭКВ=К_И/4.
ВЫПРЯМИТЕЛИ.

Структурная схема выпрямителя приведена на рисунке.

Силовой трансформатор 1предназначен для согласования и гальванической развязки входного (сетевого) и выходного (выпрямляемого) напряжений выпрямителя. Блок вентилей2 выражает функцию выпрямления переменного тока. Для уменьшения пульсаций выпрямленного напряжения в цепи нагрузки 4 применяется сглаживающий фильтр3. В случае управляемого выпрямителя необходим блок 5, содержащий систему автоматического регулирования. Блок 6 представляет собой систему защиты и сигнализации выпрямителя. К основным параметрам выпрямителя относятся:

* выпрямленные напряжения Ud и ток Id в нагрузке, определяемые требованиями потребителя;

* действующие значения токов I₁, I₂ и напряжений U₁, U₂ сетевой и вентильной обмоток трансформатора;

* типовая мощность трансформатора S_Т;

* максимальное обратное напряжение на вентиле Uобр мах;

* средний Iа и максимальный Iа мах анодные токи вентиля.

Однофазный однополупериодный выпрямитель.

Используется для питания устройств малой мощности.

При положительной полуволне напряжения U, питающей сети (напряжение U₂ так же синусоидально) через нагрузку протекает ток, мгновенное значение которого равно i_d=U₂/R_d. При обратной полярности диод оказывается включенным в обратном направлении и ток в нагрузке оказывается равным нулю. Таким образом через нагрузку будет протекать пульсирующий ток, такой же пульсирующий характер будет иметь и напряжение на нагрузочном резисторе R_d. Поэтому мгновенное значение выпрямленного напряжения равно мгновенному значению напряжения U₂, то есть U_диод=i_dR_d=U₂.

Среднее значение выпрямленного напряжения на нагрузке (постоянную составляющую U_d) находят путем интегрирования и последующего усреднения этого интеграла за один период времени тока 2p:

(1)

т.е. действующее напряжение на вторичной обмотке трансформатора U₂ в 2,22 раза превышает выпрямленное напряжение на нагрузке.

В непроводящий отрезок времени напряжение на нагрузке равно нулю, и все напряжение вторичной обмотки оказывается приложенным между анодом и катодом диода (U_обр). Максимальное значение обратного напряжения между анодом и катодом диода равно максимальному напряжению Uобр мах= U₂.

Заменив U₂, из (1) получим: Uобр мах= U₂=pU_d.(2).

Из (2) видно, что максимальное обратное напряжение на диоде в p раз больше выпрямленного напряжения на нагрузке.

i₂=i_d=U₂/R_d.

Среднее значение пульсирующего тока соответствует такому значению постоянного тока, при котором за время, равное одному периоду пульсации, по цепи проходит такое же количество электричества, что и при пульсирующем токе. Среднее значение (постоянная составляющая) пульсирующего тока можно вычислить по известным значениям Ud и Rd, то есть I_d=U_d/R_d. Это справедливо для всех видов выпрямителей.

Для расчета трансформатора необходимо знать действующее значение тока I₂. Так как вентиль пропускает ток в течении половины периода, то квадрат действующего значения переменного тока I₂ за этот отрезок времени можно выразить через амплитудные значения тока I_{2 мах} следующим образом:

(3)

Соотношение между I_d и I₂ max найдем путем интегрирования за период:

(4)

откуда I_2max=pI_d.

Подставляя (4) в (3) получим:

То есть действующее значение тока в вентильной обмотке более чем в полтора раза превышает выпрямленный ток.

Коэффициент пульсации выпрямленного напряжения.

Согласно теореме Фурье, пульсирующий ток можно представить как сумму постоянного тока и целого ряда переменных токов синусоидальной формы различной частоты.

Первой гармоникой называют переменную составляющую выпрямленного тока, имеющую наиболее низкую частоту, равную частоте повторения импульсов, и наибольшую амплитуду. Переменную составляющую частоту f₂=2f₁- называют второй гармоникой, f₃=3f₁- третьей и т.д. С увеличением частоты гармоники амплитуда падает.

Каждая схема выпрямления характеризуется коэффициентом пульсации Кп, представляющий собой отношение амплитуды напряжения первой гармоники Uг мах к среднему значению выпрямленного напряжения U_d.

Для однополупериодной схемы амплитуда напряжения первой гармоники составляет U₁г мах=1,57 U_d, поэтому, коэффициент пульсации имеет следующее значение:

Кп₁=U₁г мах/U_d=1,57

К недостаткам однополупериодной схемы относят:

* большой коэффициент пульсации,

* большие размеры трансформатора (в следствии низкого КПД),

* большое обратное напряжение на диоде.

Это ограничивает применение схемы, не смотря на простоту.

Однофазный двухполупериодный выпрямитель с нулевой точкой.

Схема состоит из трансформатора Т, вентильная обмотка которого имеет дополнительный нулевой вывод от средней точки, двух диодов VD1 и VD2, нагрузки R_d.

Данная схема представляет собой сочетание двух однополупериодных схем, работающих на общую нагрузку.

В первый полупериод синусоидального напряжения, когда на анод диода VD1 подается положительное напряжение относительно катода, соединенного через Rd с нулевой точкой вентильной обмотки, ток протекает через диод VD1 в направлении показанном стрелкой. Через диод VD2 в это время ток не протекает, так как к его аноду приложено отрицательное напряжение. Во втором полупериоде полярность меняется на противоположную. К диоду VD1 приложено обратное напряжение, к диоду VD2- прямое. Таким образом ток через нагрузку протекает в одном и том же направлении в течении обоих полупериодов. Из кривых видно, что напряжение и ток на нагрузке по прежнему сильно пульсируют (от минимального до максимального значений). Среднее значение выпрямленного напряжения (постоянная составляющая):

(**)

Из (**) получим, что действующее значение напряжения U₂ вентильной полуобмотки должно в 1,11 раза быть больше постоянной составляющей выпрямленного напряжения:

U₂=1,11U_d.

Так как в двухполупериодной схеме выпрямление проходит в течении обоих полупериодов, то среднее значение выпрямленного тока оказывается в 2 раза больше, чем в однополупериодной схеме:

I_d=2I_а=2I_мах/p.

Так как двухполупериодная схема симметрична, то в обеих поповинах вентильной обмотки постоянные составляющие выпрямленных токов протекают в противоположных направлениях и, создавая встречные магнитные поля, не намагничивают сердечника трансформатора. Поэтому ток в сетевой обмотке трансформатора имеет синусоидальную форму. В полупериодной схеме кривая выпрямленного напряжения непрерывна и имеет период повторяемости, равный полупериоду частоты тока сети. Следовательно, частота первой гармоники f₁г=2fc. Коэффициент пульсации гармоники n- ого порядка для многофазных схем выпрямления:

Кпn=2/[(n*m)²-1].

В двухполупериодной схеме с числом фаз m=2 коэффициент пульсации первой гармоники (n=1) имеет следующее значение:

Дата добавления: 2015-05-06